Рассмотрим кривые графика, приведенные на Рис.94. Из кривых графиков для емкости конденсаторов С1 и С2 равным 47мкФ видно что начиная где то с Rн = 2,5кОм начинается рост коэффициента гармоник по мере снижения сопротивления нагрузки. Однако этот рост естественен для данной микросхемы и вызван снижением сопротивления нагрузки. Крутизна же роста кривых при емкости конденсаторов 1мкФ, как видно из кривых графика приведенных на Рис.94 заметно выше, что говорит о наличии возрастающей разбалансировке соответствующих напряжений наблюдающихся в схеме. И здесь в области плоской части кривых графика, как и на кривых графика приведенных на Рис.93, видно существенное возрастание искажений при наличии сопротивления на входе ОУ при уменьшении емкости конденсаторов. Однако здесь это влияние менее значительно, чем наблюдалось в предыдущем случае. Можно обратить внимание и на последнюю точку кривых графика – коэффициент гармоник при Rн = 5кОм имеет практически одно значение при емкости конденсаторов 1мкФ и 47мкФ. Таким образом этим и предыдущим экспериментами мы вплотную приблизились к вопросу о выборе емкости конденсаторов С1 и С2.

Емкость конденсаторов С1 и С2 может существенно повлиять на коэффициент гармоник микросхемы DA1 при широкополосных сигналах, поскольку могут измениться не только амплитудное соотношение между входным синфазным напряжением и переменной составляющей в цепях питания, но и их фазовые соотношения. Очевидно, что выбор величины емкости указанных конденсаторов должен определяться нижней частотой в спектре сигнала. В моих условиях экспериментально измерить коэффициент гармоник с необходимой точностью в нижней части звукового диапазона не представляется возможным, в связи с чем, ниже будет дана косвенная оценка этого влияния и рекомендации по выбору емкости этих конденсаторов.

Из кривых графиков Рис.95 видно что существенный рост коэффициента гармоник при наличии резистора во входной цепи ОУ начинается с емкости конденсаторов С1 и С2 около 3,3мкФ. Если принять соответствующее увеличение коэффициента гармоник при емкости 1мкФ за допустимую норму, тогда на частоте например 20Гц при линейной экстраполяции емкости конденсаторов должны быть не менее С1 = С2 =  500мкФ. При более жестких требованиях на изменение коэффициента гармоник в области низких частот емкости конденсаторов необходимо еще более увеличить.

Увеличение значений емкостей конденсаторов С1 и С2 необходимо как это было показано в предыдущем эксперименте и при снижении сопротивления нагрузки Rн на выходе микросхемы DA1. В связи с чем емкость  конденсаторов С1 и С2 необходимо еще более увеличить (в несколько раз) по сравнению с рекомендуемым выше.

Помимо нелинейности самой микросхемы в области высоких частот в предлагаемой схеме на искажения микросхемы DA1 косвенно оказывает влияние и ее такой параметр как PSRR, характеризующий величину подавления пульсаций источников питания, нелинейность, скоростные характеристики и величина запаса устойчивости микросхемы DA2 при единичном усилении, частота среза интегрирующей цепочки R3C3. Как показал эксперимент, без интегрирующей цепочки R3C3 схема работает неустойчиво в связи с чем, для устранения этого явления частоту среза интегрирующей цепочки приходится выбирать в пределах 1мГц – 5мГц в зависимости от типа микросхем и «качества» переходных характеристик. В связи с довольно не высокой частотой  среза интегрирующей цепочки R3C3 предъявляемые требования к скоростным характеристикам микросхеме DA2 не очень высоки. С целью обеспечения устойчивой работы с любой здесь используемой микросхемой в предыдущих экспериментах частота среза интегрирующей цепочки R3C3 была выбрана с «запасом» - около 1мГц.

Далее попытаемся оценить влияние частоты среза интегрирующей цепочки на величину искажений микросхем в области высоких частот. Ранее было показано влияние RC цепочек на искажения микросхемы DA1 в области низких частот, причем говорилось, что степень этого влияния на искажения различна как для амплитудной, так и для фазовой составляющей рассогласования напряжений. В области высоких частот как показал эксперимент показать раздельное влияние величины рассогласования напряжений на искажение связанных с изменением их амплитуды и фазы несколько проще, к тому же можно одновременно оценить и влияние частоты среза R3C3 цепочки на линейность микросхемы DA1 в  этой области. Здесь также как и в области низких частот, оценка косвенная – изменяемый параметр частота среза RC цепочки. Однако в области высоких частот такая оценка менее корректная, так как в этой области частот по сравнению с низкими частотами параметры микросхемы подвержены довольно сильному изменению. Тем не менее, с определенными оговорками попытаемся это показать.

И так в первом эксперименте оценим влияние частоты среза RC цепочки на искажения микросхемы DA1 в области высоких частот. Эксперимент и здесь проведен с одной микросхемой LME49860 при сопротивлении на ее входе 0 и 15кОм, входное напряжение 4 вольта, тип микросхемы DA2 – AD811. Результаты эксперимента представлены в графическом виде на Рис.96. Маркеры на кривой графика соответствуют следующему ряду значений емкости конденсатора С3: 10000пФ, 3000пФ, 2200пФ, 820пФ, 400пФ, 68пФ.

Из кривых графика Рис.96 видно, что и в области высоких частот требование на «синфазность» входного напряжения и напряжения в цепях питания при наличии сопротивления на входе микросхемы так же более высокие. Видно также, что рост коэффициента гармоник начинается с частоты 380кГц (820пФ) и где то на частоте 100кГц (3000пФ) для кривой «Rвх=0» удваивается. Если принять удвоение Кг за норму то на 20кГц частота среза должна быть более 200кГц, что соответствует С3 = 1500пФ, при этом коэффициент гармоник с сопротивлением на входе 15кОм в 3 – 4 раза выше. Таким образом, при частоте среза корректирующей цепочки 1мГц – 5 мГц и полосе частот 20кГц остается «запас» 5 – 25 раз, который позволяет расширить  верхнюю частоту входного сигнала на этот же коэффициент. Это утверждение справедливо при сохранении значений характеристик микросхемы и в этом диапазоне частот (100кГц – 500кГц). Реально в этом диапазоне частот практически у всех микросхем резко возрастают «собственные» искажения, которые могут даже превысить «входные» искажения, в связи с чем, требование на «синфазность»  напряжений входного и в цепях питания здесь могут быть менее «жесткими». Учитывая это, а также возможное снижение амплитуды входного напряжения в этом диапазоне частот вполне реально вести обработку сигнала в этом диапазоне частот. При обработке сигналов «звукового» диапазона спектральная плотность гармоник в этом диапазоне частот (100кГц – 500кГц) ничтожна, и говорить о «входных» искажениях не приходится.

Прежде чем показать степень влияния на искажения рассогласования амплитуды и  фазы напряжений рассмотрим изменения амплитуды и фазы на выходе интегрирующей цепочки R3C3. С этой целью был проведен эксперимент при тех же значениях емкости конденсатора С3 (68пФ, 820пФ, 2200пФ, 10000пФ), результаты которого так же в графическом виде представлены на Рис.97.

Как показали предварительные эксперименты по виду переходной характеристики все рассматриваемые здесь микросхемы можно разбить на три группы. Переходная характеристика первой группы микросхем характеризуется небольшим колебательным процессом на фронтах импульсов: нарастающий выброс и небольшой противоположный выброс (в пределах разрешения на экране осциллографа). К этой группе микросхем можно отнести большую часть микросхем: все микросхемы серии LME, OPA627, 827, 1842, 2211, AD823, 8620, 8066, ADA4627. Ко второй группе микросхем можно отнести следующие микросхемы OP245, OPA2132, 2134, LT1468. Переходная характеристика этой группы микросхем характеризуется большим колебательным процессом. К третьей группе микросхем можно отнести микросхему NE5534, у которой специфичный, более низкочастотный выброс на переходной характеристике. Исходя из этого распределения микросхем, далее в экспериментах будут участвовать только по одной микросхеме из каждой перечисленной выше группы – LME49860, LT1468 и NE5534.

Были проведены и эксперименты по некоторой оптимизации корректирующей цепочки при использовании микросхемы AD811в качестве буферного каскада DA2. В результате этих экспериментов схема корректирующей цепочки несколько изменилась: в вертикальное плечо RC цепочки, состоящее из одного конденсатора С3, добавлен последовательно включенный дополнительный резистор сопротивлением 200Ом и уменьшено значение емкости конденсатора.

В последующих экспериментах использовались следующие приборы:

- генератор прямоугольных импульсов, крутизна фронта 50нс, частота следования импульсов около 10кГц, форма сигнала меандр, амплитуда выходного напряжения +/-2в или +/-4в, выходное сопротивление 50Ом;

- цифровой двухканальный осциллограф с полосой пропускания 100мГц, испытуемый сигнал подавался на один из входов осциллографа, с помощью щупа имеющий ослабление 1/10 (с целью снижения паразитной емкости кабеля Сщ = 15пф), второй канал осциллографа подключался непосредственно к выходу генератора импульсов.

Как показали последующие эксперименты, переходная характеристика довольно симметрична на фронт и спад импульсов для большинства микросхем в связи с чем, далее будут приведены переходные характеристики только на фронт импульсов.

И так на рисунках Рис.98 – Рис.101 представлены результаты первого эксперимента, причем на Рис.98, 99 приведены переходные характеристики характерные для микросхем первой группы (LME49860), а на Рис.100, 101 для микросхем второй и третьей групп (LT1468 и NE5534). Как видно из осциллограмм цена деления по вертикали два вольта на клетку, по горизонтали – 200нс на клетку. Емкость корректирующего конденсатора С3 во всех этих экспериментах, если не оговаривается особо 120пФ.

На верхней осциллограмме Рис.98 приведены две переходные характеристики микросхемы LME49860, одна из которых снята с выхода микросхемы DA1 в соответствии со схемой, приведенной на Рис.90 (кривая голубого цвета). Вторая кривая (кривая красного цвета) снята также с выхода микросхемы DA1, но с разорванной цепью отслеживания напряжений питания (неинвертирующий вход микросхемы DA2 соединен с общим проводом). Такое представление осциллограмм при их сопоставлении позволяет оценить влияние цепей отслеживания напряжений питания схемы, на переходные характеристики исследуемых микросхем.

Сопоставляя две верхние осциллограммы переходных характеристик, приведенные на Рис.98 можно отметить следующее: в схеме с «ПлаНаП» возрастает скорость реакции на фронт импульса, увеличивается как по амплитуде, так и по длительности выброс напряжения, с приблизительным сохранением общей длительности переходного процесса. На нижней осциллограмме можно заметить некоторую реакцию неинвертирующего входа микросхемы DA1 на вход схемы в момент переходного процесса.

На Рис.99 представлены осциллограммы переходного процесса в полном соответствии с Рис.98 за исключением того что к неинвертирующему входу микросхемы DA1 подключен резистор сопротивлением 1кОм. Как видно из этого эксперимента резистор на входе микросхемы DA1 увеличивает амплитуду и длительность выброса, «колебательность» и общую длительность переходного процесса.

На Рис.100 представлены осциллограммы переходного процесса микросхемы LT1468 в полном соответствии, с экспериментом приведенном на Рис.98 (цвет кривых противоположен). Как видно из этих осциллограмм здесь переходной процесс в режиме с «ПлаНаП» имеет большую колебательную составляющую и переходной процесс более длинный.

На Рис.101 представлена осциллограмма переходного процесса с микросхем NE5534 только в режиме с «ПлаНаП» и с корректирующей емкостью С3 = 340пФ.

Учитывая, что микросхема NE5534 имеет внешнюю цепь коррекции можно рассмотреть переходные характеристики в стандартном и нестандартном включении корректирующего конденсатора.

На Рис.102 приведена осциллограмма переходного процесса микросхемы NE5534 без корректирующей емкости, а на Рис.103 – в «нестандартном» включении. Как видно из осциллограмм в «нестандартном» включении корректирующей емкости переходная характеристика имеет большую амплитуду и длительность переходного процесса. В связи с чем, и как это указывалось в начале этой части статьи в режиме с «ПлаНаП» микросхему NE5534 лучше использовать без корректирующей емкости (в стандартном включении).

Оптимизация переходного процесса с помощью «входной» RC цепочки

Из осциллограмм Рис.99 видно, что включение резистора на входе микросхемы DA1 ухудшает качество переходного процесса на выходе микросхемы. И единственно, что видимо, может его «сгладить» (после оптимизации конденсатора корректирующей цепочки С3) ограничение спектра в области высоких частот входного сигнала. В дальнейших экспериментах и рассмотрим «качество» переходного процесса в зависимости от частоты среза ФНЧ (интегрирующая цепочка) на входе микросхемы DA1. Сопротивление резистора «входной» RC цепочки далее во всех экспериментах будет неизменным и равным 1кОм. Переменной будет величина емкости конденсатора фильтра в соответствии с рядом значений: 39пФ, 68пФ, 150пФ, 260пФ. Амплитуда входного напряжения здесь в последующих экспериментах повышена до +/-4в, с целью обеспечения более «жестких» условий проведения экспериментов. Емкость конденсатора корректирующей цепочки в этой серии экспериментов по умолчанию равна так же 120пФ. Остальные условия этой серии экспериментов те же что и в предыдущих экспериментах.

На Рис.104 – Рис.107 представлены осциллограммы переходных характеристик первой серии экспериментов с микросхемой DA1 LME49860.

Рассмотрим осциллограммы, характеризующие переходные процессы, возникающие на выходе DA1 при наличии RC цепочки на входе схемы. Как видно из осциллограммы, приведенной на Рис.104 конденсатор емкостью 39пФ оказывает слабое влияние на переходной процесс, выброс остается достаточно большим. С увеличением емкости конденсатора до 68пФ выброс существенно снижается, фронт переходного процесса практически полностью определяется реакцией схемы «ПлаНаП». Это значение  емкости конденсатора видимо и будет близким к оптимальному значению для этого типа микросхем.

Дальнейшее увеличение емкости конденсатора изменяет вид переходного процесса, выброс исчезает, а фронт становится двухкомпонентным, причем нижнюю часть фронта формирует схема «ПлаНаП» (до точки перехода), верхнюю – «входная» RC цепочка. Точка перехода хорошо наблюдается на осциллограмме Рис.106 и по мере увеличения емкости конденсатора «входной» RC цепочки эта точка перехода перемещается вниз. При емкости конденсатора С = 260пФ точка перехода находится в нижней части осциллограммы и практически эти два компонента переходного процесса сливаются в один, вид и длительность которого определяет «входная» RC цепочка. Точка перехода наблюдается и на осциллограмме Рис.105, это момент перехода фронта импульса в выброс.

Далее рассмотрим переходные процессы, возникающие в схеме с «ПлаНаП» характерные для второй группы микросхем на примере микросхемы LT1468. Осциллограммы переходных процессов для этой микросхемы представлены на Рис.108 – Рис.111. Все условия проведения экспериментов те же что и с микросхемой LME49860.

Как видно из осциллограммы, приведенной на Рис.108 конденсатор емкостью 39пФ оказывает слабое влияние на переходной процесс и здесь, а переходной процесс носит колебательный характер. С увеличением емкости конденсатора до 68пФ выброс снижается и исчезает его колебательный характер. Здесь оптимальная величина  емкости конденсатора для этого типа микросхем видимо должна быть большей, ближе к емкости 150пФ.

Дальнейшее поведение переходного процесса связанного с увеличением емкости конденсатора «входной» RC цепочки здесь аналогичны по своему характеру, что и в предыдущих экспериментах. Однако есть и отличия, здесь точки перехода носят более выраженный характер (видимо связанный с меньшим «запасом» устойчивости микросхемы LT1468) и расположены выше при тех же значениях емкости конденсатора по отношению к ранее приведенным экспериментам.

Для микросхемы NE5534 приведу только две осциллограммы для фронта и спада импульсов при емкости конденсатора «входной» RC цепочки 240пФ.

Точки перехода переходной характеристики для микросхемы NE5534 менее выражены, как и у микросхемы LME49860, но расположены выше как у микросхемы LT1468. Здесь для этого типа микросхемы оптимальная величина  емкости конденсатора находится так же в диапазоне емкости 100пФ – 150пФ, как и у микросхемы LT1468.

Продолжение

Свинтенок В. А. <svaleks @ rambler . ru>