Пути снижения искажений в регуляторах уровня сигнала.

Предыдущая часть

Свинтенок В. А.

1.      Следующий возможный путь снижения искажений в пассивных регуляторах уровня сигнала – включение потенциометра в «L» регуляторе по квазисимметричной схеме.

Можно еще несколько снизить искажения в «L» регуляторе, если включить потенциометр по квазисимметричной схеме. Потенциометр в этом типе регулятора включен по реостатной схеме. Величина снижения искажений далее будет определяться сопоставлением с данными экспериментов взятыми из предыдущего пункта (5) статьи, где потенциометр включен по потенциометрической схеме. В связи с вышесказанным, возникает необходимость показать эквивалентность схем, корректность такого сравнения, а так же пояснить используемую здесь терминологию.

Под «L» регулятором в статье подразумевается регулятор, содержащий одну из модификаций схемы L-цепочки (аттенюатора), посредством которой осуществляется управление амплитудой сигнала.

Схема обобщенной «L»-цепочки приведена на Рис.75 и в зависимости от наличия тех или иных резисторов возможны различные варианты «L»-цепочек и схем управления амплитудой сигнала.

Как видно из схемы Рис.75 управлять уровнем сигнала можно либо верхним, либо нижним резисторами, осуществлять управление амплитудой сигнала можно так же и одновременно изменяя оба резистора «связав» их управление тем или иным законом.

На практике наиболее часто управление амплитудой сигнала в регуляторе осуществляется изменением сопротивления резистора нижнего плеча «L»-цепочки. Причем в качестве резистора нижнего плеча подразумевается резисторы и разной физической природы, и с любыми схемами их управления. В частности при использовании потенциометров – реостатное включение, при использовании дискретных резисторов (аттенюатора) это может быть и схема, приведенная например, на Рис.74 и ряд других подобных ей схем.

Потенциометрическое включение потенциометра в «L»-цепочке также вытекает из этой обобщенной схемы Рис.75. В этом случае оба равных по величине и «связанных» между собой переменных резистора цепочки, управляемых по обратно пропорциональному закону, необходимо заменить потенциометром соответствующего сопротивления.

Важной общей особенностью всех приводимых здесь модификаций «L»-цепочек является то, что при некоторых условиях их выходные сопротивления практически равны между собой. В связи с чем, при соблюдении этого условия «входные» искажения, возникающие на входе ОУ регуляторов, так же будут одинаковые и, следовательно, экспериментально полученные данные по искажениям на одной модификации схемы тождественно могут быть перенесены на другие модификации.

Требование на равенство выходных сопротивлений приводимых здесь модификаций «L»-цепочек весьма хорошо совпадает с предлагаемым в этой части статьи диапазоном коэффициента начального ослабления цепочки Кно (4 – 8), безусловно, и при равенстве резисторов, групп резисторов и потенциометров соответствующих плеч цепочек. Покажем это на соответствующем примере.

Рассмотрим две «L»-цепочки, у которых в одной схеме потенциометр включен по реостатной схеме, а в другой – по потенциометрической.

Выходное сопротивление «L»-цепочки для потенциометрического включения потенциометра в регуляторе можно представить в таком виде:

Rвых(«L»-потенц.) = Rп*Кр*[1-(Rп/(R1+Rп))*Кр].

Выходное сопротивление «L»-цепочки для реостатного включения потенциометра в регуляторе выглядит следующим образом:

Rвых(«L»-реост.) = R1*Rп*Кр/[R1+RпКр].

Возьмем в качестве примера ранее используемые соотношения элементов схемы Рис.59: начальное ослабление цепочки Кно = 5, сопротивление резистора верхнего плеча R1 = 8кОм, сопротивление потенциометра Rп = 2кОм. Рассчитаем и построим для этого конкретного примера соответствующие зависимости выходного сопротивления «L»-цепочек от коэффициента передачи регулятора.

Как видно из кривых графика приведенных на Рис.76 расхождения в выходных сопротивлениях схем этих «L»-цепочек весьма незначительно. Так при коэффициенте передачи регулятора 0,5 расхождение составит всего 1,2% и, безусловно, таким расхождением можно пренебречь. С увеличением начального ослабления цепочки расхождения в выходных сопротивлениях схем еще меньше.

Равенство выходных сопротивлений «L»-цепочек с потенциометром в реостатном включении и дискретного аттенюатора (например, Рис.74) очевидно, это просто иной способ управления сопротивлением резистора нижнего плеча цепочки. Равенство же выходных сопротивлений «L»-цепочек обуславливает и равенство «входных» искажений у регуляторов использующие эти цепочки, и, следовательно:

Экспериментальные данные, рекомендации, соответствующие выводы, полученные в соответствующей части статьи для потенциометрического включения потенциометра в «L» регуляторе применимы  и к регуляторам с другими модификациями «L»-цепочек, при условии выбора минимального значения коэффициента начального ослабления цепочки, где то на уровне Кно>3 и равенства соответствующих (начальных) сопротивлений резисторов плеч цепочек.

Перейдем далее к рассмотрению квазисимметричного включения потенциометра в «L» регуляторе. Чтобы включить потенциометр в регуляторе по квазисимметричной схеме Рис.77 потребуется один дополнительный резистор и изменение конфигурации включения потенциометра. В ней входной сигнал через резистор R1 подается на движок потенциометра, верхний вывод потенциометра подключен к входу микросхемы и между рассматриваемыми здесь выводами потенциометра включен дополнительный резистор R2.

В верхнем положении движка потенциометра схема Рис.77 ничем не отличается от схемы «L» регулятора с симметричным режимом в начальной точке Рис.59, «эквивалентные» сопротивления на входах микросхемы равны, в регуляторе наблюдается симметричный режим. Коэффициент начального ослабления здесь так же определяется делителем напряжения образованного сопротивлениями резистора R1 и потенциометра Rп. По мере перемещения движка потенциометра, как видно из схемы Рис.77, верхняя его часть создает нарастающее дополнительное сопротивление на неинвертирующем входе микросхемы, которое существенно изменяет выходное сопротивление «L»-цепочки регулятора.

Выходное сопротивление «L»-цепочки регулятора в квазисимметричном включении можно представить следующим соотношением:

Rвых = R1*Rп*Кр/(R1+Rп*Кр) + R2(1-Кр)*Rп/(R2+(1-Кр)*Rп)

В этом соотношении Кр – коэффициент передачи потенциометра, остальные элементы формулы соответствуют нумерации резисторов приведенных на схеме Рис.77.

Нормированная зависимость выходного сопротивления предлагаемой «L»-цепочки представлена на графике Рис.79 кривой «Рис.77, Кно=5». Значения выходного сопротивления «L»-цепочки нормированы относительно  выходного сопротивления в начальном (верхнем) положении потенциометра Rэ = R1*Rп/(R1+Rп) = R3*R4/(R3+R4), с учетом равенства сопротивлений резисторов R1 и R2 и при коэффициенте начального ослабления Кно=5.

Характер кривой «Рис.77, Кно=5» как видно из графика Рис.79 весьма похож на кривую графика Рис.3. Как видно из графика Рис.79 в двух точках коэффициента передачи регулятора эквивалентные сопротивления на входах микросхемы равны: в начальном и конечном положении движка потенциометра. В этих двух точках наблюдается точное симметрирование входов микросхемы. Максимальное отклонение выходного сопротивления от значения Rэ наблюдается при коэффициенте передачи регулятор���� 0,5 и составляет около 11%. Из кривой графика так же видно, что разность сопротивлений между входами микросхемы всегда приложена к неинвертирующему входу, а значение этой разности зависит от коэффициента начального ослабления «L» регулятора. Это хорошо видно, если сопоставить кривые «Рис.77, Кно=5» и «Рис.77, Кно=8,5» соответственно для коэффициента начального ослабления 5 и 8,5.  Максимальное значение в точке 0,5 снижается как видно из графика почти пропорционально увеличению коэффициента начального ослабления. Предлагаемую схему регулятора можно назвать и симметричную в двух точках. И, как это будет показано ниже, положение этих точек симметрии, с целью оптимизации снижения искажений в той или иной зоне коэффициента передачи регулятора, можно перемещать.

Так же можно попытаться уменьшить и существующее в схеме максимальное значение разности сопротивлений между входами микросхемы, сместив кривую графика «Рис.77, Кно=5» вниз на 5,5%, как это показано на графике кривой «Рис.78, Кно=5, R5». При этом смещаются и точки симметрии, и достигается это введением в схему еще одного резистора R5, как это показано на схеме Рис.78. Причем для достижения  симметричного отклонения значения разности сопротивлений между входами микросхемы сопротивление резистора R5 должно быть равным 5,5 % от сопротивления Rэ.

А как отразятся все эти изменения на искажениях в реальной схеме «L» регулятора? Чтобы ответить на этот вопрос и оценить реальный выигрыш от изменения конфигурации включения потенциометра на первом этапе были проведены эксперименты только с одной микросхемой.

Условия эксперимента были следующие: входное напряжение 4 вольта, сопротивление потенциометра – 10кОм, коэффициент начального ослабления – 5, сопротивления резисторов R1 = R2 = 40кОм, коэффициент передачи регулятора в начальном положении потенциометра равен единице, величина сопротивления R5 = 475Ом. Результаты этих экспериментов в графическом виде с использованием в квазисимметоричной схеме «L» регулятора (схемы Рис.77, 78) микросхемы LME49880 представлены на графике Рис.80.

С целью более удобного сопоставления, на графике Рис.80 приведены и соответствующие ранее полученные данные эксперимента с «L» регулятором в симметричном режиме в начальной точке  (Рис.66) кривая «Сим.(0) Rп=10к».

Рассмотрим кривые графика, приведенные на Рис.80. Поведение кривой графика «К-сим. Рис.77» в начальной и средней его части похож на поведение кривой «Сим(0) Rп=10к»: начальный небольшой рост, спад, нелинейный спад. Однако уже и в этой области наблюдается заметный выигрыш, по снижению искажений обусловленный квазисимметричным включением потенциометра в регуляторе. Начиная же с коэффициента затухания регулятора -12дБ выигрыш составляет уже около 20дБ, а далее еще более, что говорит о том, что квазисимметричное включение потенциометра в регуляторе особенно эффективно снижает искажения в области средних и больших затуханий регулятора.

Поведение кривой графика «К-сим. Рис.78» имеет более сложный характер и вызвано это смещением точек симметрии в точки затухания регулятора -2дБ и -15дБ. Из-за асимметрии вырос коэффициент гармоник в начальной точке, в точках же симметрии наблюдаются два минимума, а в области больших затуханий наблюдается и некоторый рост значения коэффициента гармоник. В целом оптимизация снижения искажений в регуляторе как видно это из графика, выполненном по схеме Рис.78 осуществляется в области средних значений коэффициента затухания регулятора (-2дБ – -20дБ).

Рассмотрим далее возможности схемы Рис.77 по перемещению точек симметрии. Можно оптимизировать снижение искажений в регуляторе в той или иной зоне, перемещая точки симметрии изменением соотношения сопротивлений резисторов R1 и R2. Так если сопротивление резистора R1 оставить неизменным, а сопротивление резистор R2 выбрать меньшим по значению, то вторую точку симметрии можно сместить в диапазон затуханий, например -15дБ – -30дб, оптимизировав тем самым искажения в области средних значений коэффициента передачи регулятора.

Выходное нормированное сопротивление оптимизированного таким образом «L»-цепочки при сопротивлении резистора R2 = 32кОм представлен на графике Рис.81 кривой «Рис.77 R2». Для сравнения на том же графике приведены и зависимости выходного сопротивления схем, приведенных на Рис.77, 78 с равными сопротивлениями резисторов R1 и R2.

Из кривой графика видно вторая точка симметрии при выборе сопротивления резистора R2 = 32кОм сместилась (-21дБ), а асимметрия в точке максимального затухания возросла на 5%.

Результаты данных эксперимента  регулятора в квазисимметричном включении потенциометра с сопротивлением резистора R2 = 32кОм и с микросхемой ADA4627 представлены на графике Рис.82. Условия эксперимента те же что и в предыдущем примере.

На этом графике кривой ««L» рег. Сим.(0)» представлены данные эксперимента с «L» регулятором в симметричном режиме относительно начального положения. Остальные две кривые соответствуют квазисимметричном режиму при R1 = R2 = 40кОм кривая «К-сим. 1» и R2 = 32кОм кривая «К-сим. 2».

Из данных приведенных на графике Рис.82 видно, что поведения всех трех кривых имеют схожий характер: рост, плоская часть, спад. Выигрыш от использования в регуляторе квазисимметричного режима и с этой микросхемой очевиден. Наблюдается снижение коэффициента гармоник в области средних ослаблений коэффициента передачи регулятора и при оптимизации сопротивления резистора R2.

Немного скажу и о спектре гармоник. Обе микросхемы имеют довольно похожий характер вида спектра. У микросхемы ADA4627 четыре значимые гармоники, остальные небольшие по амплитуде (где-то на 20дБ – 25дБ ниже первых) но все почти равной амплитуды. В них и происходят основные «события» связанные с их амплитудами при изменении уровня сигнала. Одни гармоники исчезают, другие появляются, меняются по амплитуде по непредсказуемому «закону». Итак, продолжается до уровня сигнала -15дБ, после которого спектр становится коротким (4 – 1 гармоники). Поведение спектра гармоник микросхемы LME49880 в его высших гармониках тот же с той лишь разницей, что у нее значимые первые две гармоники, а «коротким» спектр становится, начиная с затухания регулятора -10дБ. В связи с таким спектром и его поведением в регуляторах с сопротивлением потенциометра 10кОм с этими микросхемами входное напряжение особенно для ОУ ADA4627 лучше ограничить двумя вольтами. При двух вольтах спектр гармоник довольно монотонный, короткий. Коэффициент гармоник хорошо масштабируется. Далее рассмотрим поведение Кг еще двух микросхем в этом режиме.

На графике Рис.83 (кривая «К-сим. 10к») представлен результат эксперимента в квазисимметричном режиме регулятора (Рис.77, при R1 = R2) с микросхемой OP275. С целью сопоставления там же приведены еще три кривые: симметричный режим в начальной точке «Сим.(0) 10к» (в цепи ОООС 10кОм, 40кОм); симметричный режим в точке -15дБ «Сим.(-15дБ) 10к» (в цепи ОООС 2кОм, 8кОм); симметричный режим в точке -21дБ «Сим.(-21дБ) 10к» (в цепи ОООС 1кОм, 4кОм). Во всех экспериментах на вход схемы подавалось напряжение 4 вольта.

Как видно из данных эксперимента в квазисимметричном режиме регулятора кривая графика «К-сим. 10к» расположена существенно ниже кривых в остальных режимах. В начальной зоне на кривой графика наблюдается небольшой минимум, вызванный взаимодействием составляющих искажений микросхемы.

Сопоставляя графики кривых «Сим.(-15дБ) 10к» и «Сим.(-21дБ) 10к» можно увидеть, что в зоне до -15дБ искажения в симметричном режиме -21дБ несколько выше и минимумы графиков смещены. В целом различия не столь велики, разница в уровне шума тоже не очень большая. Таким образом, и с этой микросхемой квазисимметричный режим существенно снижает искажения регулятора.

На Рис.84 представлен результат эксперимента кривая «К-сим. 10к» в квазисимметричном режиме регулятора с микросхемой OPA637. Там же представлен и график кривая «Сим.(0) 10к» в симметричном режиме в начальном положении регулятора.

Как отмечалось ранее, в симметричном режиме в начальной точке с этой микросхемой и сопротивлением потенциометра 10кОм наблюдается взаимодействие составляющих искажений, что хорошо наблюдается на кривой графика. В связи с этим явлением в регистрируемой части графика искажения в квазисимметричном режиме больше.

Что касается спектров гармоник у этих микросхем – они прекрасны, особенно у OPA637. Эти микросхемы вполне можно использовать и в регуляторах с входным напряжением четыре вольта.

Вернемся еще раз к графику, представленному на Рис.68. Из кривых графиков для микросхем OPA627/OPA637 видно, что соотношение значений коэффициентов гармоник регулятора построенного на этих микросхемах находится, где то в пределах четырех - пяти. Если рассмотреть отношение частот GBW для этих микросхем, то оно так же около пяти. Таким образом, для этой пары микросхем выигрыш в снижении коэффициента гармоник регулятора при использовании в нем микросхемы OPA637 видимо, близок к максимально возможному теоретическому значению. При использовании иных микросхем теоретический предел снижения коэффициента гармоник, связанный с расширением полосы пропускания ОУ с внешней коррекцией может быть и не достижим в той или иной полноте.

Для того чтобы максимально приблизится теоретически возможному пределу снижения коэффициента гармоник необходимо что бы:

- микросхемы имели небольшие искажения, связанные с входными синфазными токами;

- хорошо симметрировались.

Для пар микросхем (микросхемы, скорректированные на определенные значения коэффициентов усиления) необходимо еще одно условие – чтобы они имели и небольшой технологический разброс характеристик от экземпляра к экземпляру пары данной серии.

В экспериментах указанных выше эти условия прекрасно выполняются: использовавшиеся в эксперименте микросхемы OPA627/OPA637 хорошо симметрируются, имеют небольшие искажения, связанные с входными синфазными токами и имеют небольшой технологический разброс характеристик от экземпляра к экземпляру пары.

Рассмотрим далее еще одну пару микросхем с близкими по ряду характеристиками с предыдущей парой – это микросхемы серии ADA4627/ADA4637. Как видно из спецификации эта пара микросхем  так же имеет отношение частот GBW около пяти. Однако, как это было показано ранее, для микросхем ADA4627 характерны большие искажения, вызванные входными синфазными токами, они и несколько хуже симметрируются. То же, видимо, можно ожидать и у микросхем этой же серии ADA4637. Таким образом, два условия достижения приближения к теоретически возможному пределу снижения коэффициента гармоник здесь выполняется хуже. Безусловно, все это повлияет и на характер поведения значений коэффициента гармоник в регуляторе.

И так на Рис.85 представлены результаты экспериментов с этой парой (ADA4627/ADA4637) микросхем при включении потенциометра в «L» регуляторе, как по «стандартной» (Рис.59), так и по квазисимметричной (Рис.77) схеме. Условия экспериментов те же что и в предыдущем эксперименте: входное напряжение 4 вольта, сопротивление потенциометра 10кОм, коэффициент начального ослабления 5

Рассмотрим верхнюю пару кривых, где потенциометр в регуляторе включен по «стандартной» схеме. Исходя из характера поведения кривых ««L» рег 4627» и ««L» рег 4637» на графике Рис.85 можно выделить три зоны: начальную, среднюю и зону больших ослаблений регулятора. В каждой из этих зон свой доминирующий механизм формирования нелинейных свойств регулятора.

В начальной точке (зоне) искажения в регуляторе с микросхемой ADA4637 несколько ниже, чем в регуляторе с микросхемой ADA4627. В этой точке отношение значений коэффициента гармоник теоретически должно было бы, находится где-то на уровне четырех – пяти (отношение частот GBW здесь так же около пяти). Однако, как это видно из положения начальных точек кривых графика, оно существенно меньше.  Это несоответствие в регуляторе вызвано худшей симметрируемостью экземпляра микросхемы ADA4637 (возможно и некоторым влиянием технологического разброса характеристик экземпляров пары).

В средней зоне коэффициента передачи регулятора (-1дБ – -15дБ) коэффициент гармоник определяется доминирующими искажениями, связанными с входными синфазными токами – «входными» искажениями. В этой зоне коэффициент гармоник одинаков для обеих микросхем и преимущества от использования в регуляторе микросхемы скорректированной на большее усиление в этой области нет.

В области больших затуханий регулятора (больше -25дБ) наблюдается снижение искажений в регуляторе с микросхемой ADA4637. В этой области искажения определяются по мере снижения коэффициента передачи регулятора все более «собственными» искажениями микросхем.

Рассмотрим нижнюю пару кривых, здесь потенциометр в регуляторе включен по квазисимметричной схеме. Как видно из кривых графика, выигрыш вызванный  включением потенциометра в регуляторе по квазисимметричной схеме, очевиден и здесь.

В начальной точке и в средней зоне коэффициента передачи регулятора поведения кривых «К-сим 4627» и «К-сим 4637» на графике Рис.85 довольно похож и обусловлен теми же механизмами в своем поведении, что и у верхней пары кривых. А вот в области средних и больших затуханий регулятора (больше -10дБ) с микросхемой ADA4637 наблюдается существенное снижение искажений в регуляторе. В этой области искажения определяются как снижающейся асимметрией резисторов на входах, так и собственными искажениями микросхем.

Что касается уровня шума регулятора – он остается практически постоянным во всем диапазоне изменения коэффициента передачи регулятора, где то на уровне начального значения (верхнего положения движка потенциометра).

Немного о спектре искажений. Спектр искажений ADA4637 похож на спектр искажений ADA4627, при четырех вольтах он «жестковат» при ослаблении регулятора до -15дБ, уровень высших гармоник в среднем несколько выше и только при ослаблении ниже -15дБ спектр «укорачивается» до трех гармоник. В квазисимметричном включении спектр становится «гладким» при ослаблении регулятора ниже -10дБ.

На Рис.86 приведены результаты экспериментов с микросхемой ADA4637 при использовании ее регуляторе с потенциометром, включенным как по «стандартной» так и по квазисимметричной схеме при входном напряжении два вольта.

Спектр искажений здесь (при входном напряжении два вольта) лучше. В «стандартной» схеме включения потенциометра в регуляторе спектр «укорачивается» и становится гладким, начиная с ослабления регулятора -10дБ, а в квазисимметричной схеме – начиная с -6дБ. В связи с таким поведением характера спектра микросхемы ADA4637, как и микросхемы ADA4627 входное напряжение на входе регулятора лучше ограничить двумя вольтами.

Рассмотрим далее, как ведут рассмотренные здесь микросхемы с иным значением сопротивления потенциометра. Ниже представлены три эксперимента Рис.85, 86, 87 в квазисимметричном режиме с сопротивлением потенциометра 2кОм и с коэффициентом начального ослабления 5 (резисторы в цепи ОООС 2кОм и 8кОм, R1 = R2 = 8кОм). Входное напряжение и здесь равно четырем вольтам и на всех трех графиках приведены и данные соответствующих экспериментов в симметричном режиме в начальной точке (кривые синего цвета).

Как видно из всех трех графиков выигрыш от использования квазисимметричного режима и с сопротивлением потенциометра 2кОм так же очевиден. Однако поведение кривых на графиках различно и вызвано различной степенью взаимодействия составляющих искажений микросхем. Для микросхемы ADA4627 это взаимодействие практически отсутствует. Кривая графика «К-сим. 2к» в начальной зоне имеет плоскую часть, обусловленную некоторым нарастанием сопротивления на входе микросхемы, за которой далее следует спад.

В регуляторе с микросхемой OP275 наблюдается некоторое взаимодействие составляющих искажений микросхемы и проявляющееся в более быстром снижении искажений в начальной зоне.

Наиболее сильное взаимодействие составляющих искажений наблюдается в регуляторе с микросхемой LME49880. На кривой графика хорошо виден довольно глубокий минимум (6,2Е-06%) искажений в положении регулятора -7,5дБ.

Спектр гармоник с более низкими сопротивлениями резисторов в регуляторе и с микросхемами OP275 и LME49880 короткий, быстро затухающий, монотонный. У микросхемы ADA4627 он также лучше, небольшие по амплитуде высшие гармоники регистрируются до уровня коэффициента передачи регулятора -3дБ, далее он монотонный, затухающий. В связи с таким спектром и его поведением с этими микросхемами входное напряжение 4 вольта приемлемо в регуляторах с сопротивлением потенциометра 2кОм.

На Рис.87 представлен результат эксперимента регулятора с микросхемой OPA637 с сопротивлением потенциометра 2кОм, входным напряжением четыре вольта.

Как отмечалось ранее, с сопротивлением потенциометра 10кОм включенным по «стандартной» схеме в регуляторе наблюдается в��аимодействие составляющих искажений, здесь этого нет. Как видно из кривых графика Рис.87 в обеих схемах включения потенциометра коэффициент гармоник практически одинаков. В связи с чем, использовать в регуляторе с этой микросхемой включение низкоомного потенциометра по квазисимметричной схеме не имеет смысла.

Что касается спектра гармоник он и здесь прекрасен, количество гармоник не превышает трех при входном напряжении четыре вольта.

Далее рассмотрим поведение в регуляторе пары микросхем ADA4627/ADA4637 при сопротивлении потенциометра 2кОм и входном напряжении четыре вольта. Результаты экспериментов этой серии так же в графическом виде представлены на Рис.88.

Рассмотрим вначале так же и здесь верхнюю пару кривых, где потенциометр в регуляторе включен по «стандартной» схеме. Вид и поведение характера кривых ««L» рег 4627» и ««L» рег 4637» и здесь практически такой же что и на графике Рис.85. Здесь так же наблюдаются три зоны: начальная, средняя и зона больших ослаблений регулятора, с тем же  механизмом формирования нелинейных свойств регулятора. Однако есть и некоторые отличия.

Здесь в начальной точке (зоне) отношение значений коэффициента гармоник для пары микросхем ADA4627/ADA4637 несколько выше – около двух (1,8).  Это объясняется тем, что с понижением сопротивления на входе симметрируемость у этих микросхем несколько улучшается и это отношение немного увеличивается. Однако и при этом сопротивлении потенциометра это отношение коэффициентов гармоник не «дотягивает» до теоретически достижимого значения определяемого отношением частот GBW, так как и здесь, видимо, доминирующее ограничение –  это симметрируемость и возможно технологический разброс характеристик экземпляров пары.

Как видно из графика Рис.88 здесь, в средней зоне, ослаблений регулятора (-1дБ – -15дБ) коэффициент гармоник раза в четыре ниже, чем на графике Рис.85, что обусловлено использованием в регуляторе низкоомного потенциометра. Коэффициент начального ослабления здесь ближе к оптимальному значению, но и здесь при включении потенциометра в регуляторе по квазисимметричной схеме приведет к существенному снижению коэффициенту гармоник, что видно из нижней пары кривых графика.

Сопоставить выигрыш при использовании микросхем ADA4627/ADA4637 в регуляторе у нижней пары кривых сложнее, так как в этом случае с микросхемой ADA4637 в регуляторе наблюдаются взаимодействие различных составляющих искажений, что хорошо наблюдается на кривых графика.

Спектр искажений, наблюдаемый здесь при четырех вольтах несколько лучше, хотя все равно остается довольно «жесткий» до уровня затухания -10,5дБ. В квазисимметричном включении он несколько лучше («короткий» при ослаблении регулятора -4,5дБ).

На Рис.89 приведены результаты экспериментов с микросхемой ADA4637 при использовании ее регуляторе с потенциометром, включенным как по «стандартной» так и по квазисимметричной схеме при входном напряжении два вольта.

Спектр искажений при входном напряжении два вольта несколько лучше. В «стандартной» схеме включения потенциометра в регуляторе спектр «укорачивается» и становится гладким, начиная с ослабления регулятора ниже -6дБ, а в квазисимметричной схеме – начиная с -3дБ. В связи с таким поведением характера спектра микросхемы ADA4637, как и микросхемы ADA4627 и здесь входное напряжение на входе регулятора лучше ограничить двумя вольтами. В целом при входном напряжении 2 вольта и низкоомном потенциометре на основе микросхемы ADA4637 можно построить довольно качественный регулятор.

Подводя итог можно констатировать: применение квазисимметричного включения потенциометра в «L» регуляторе может дать заметный выигрыш по снижению искажений для ряда микросхем и послужить хорошей альтернативой по оптимизации уровня шума в «L» регуляторе. Однако в нем есть и некоторые особенности, которые необходимо учитывать при его использовании:

1.      Как и все попытки снижения искажений, путем симметрирования входов ОУ и здесь наблюдается некоторое увеличение уровня шума (около 3дБ): здесь – в области больших ослаблений регулятора. Уровень шума регулятора остается практически постоянным во всем диапазоне изменения коэффициента передачи регулятора – на уровне начального значения (верхнего положения движка потенциометра).

2.      Потенциометр здесь включен по реостатной схеме, в связи с чем, в квазисимметричном включении лучше использовать дискретные потенциометры.

3.      Функциональная зависимость сопротивления от угла поворота ползунка здесь несколько изменяется. Погрешность небольшая и она может быть учтена при расчете сопротивлений резисторов дискретного потенциометра.

Далее рассмотрим характеристики микросхемы OPA627B характеризующие ее работу в регуляторах уровня сигнала и сопоставим их с характеристиками микросхемы OPA627A.

Ниже в таблицах приведены коэффициенты гармоник, соответствующие инвертирующему, неинвертирующему и неинвертирующему с резисторами на входах включению микросхемы OPA627B, характеризующие ее работу в схемах регуляторов уровня сигнала. Соответствующие данные результатов экспериментов с этой микросхемой приведены в Таблицах 39, 40. Для сопоставления характеристик в этих же таблицах приведены и соответствующие данные результатов экспериментов с микросхемой OPA627A, которые заимствованы из Таблицы 31. Условия экспериментов те же, входные напряжения, сопротивления резисторов на входах микросхем указаны в таблицах.

Рассмотрим результаты экспериментов с микросхемой OPA627B приведенных в Таблице 39 и сопоставим их с данными для микросхемы OPA627A. Как видно из данных таблицы в неинвертирующем включении микросхемы OPA627A, OPA627B имеют довольно близкие значения коэффициентов гармоник, с небольшим преимуществом (около 20%) у микросхемы OPA627B. Наличие  резистора на входе микросхемы увеличивает преимущество микросхемы OPA627B, оно становиться более существенным (где то в 1,6 – 1,8 раза). В «симметричном» включении резисторов на входах ОУ микросхемы имеют довольно близкие значения коэффициентов гармоник.

Из приведенных в Таблице 39 данных видно, что при использовании микросхемы OPA627B в схемах с резисторами на входах наблюдается наибольший выигрыш  по отношению к микросхеме OPA627A в снижение значений коэффициента гармоник. В этих схемах, видимо, ее и целесообразнее всего использовать: в «пассивных» регуляторах уровня сигнала, фильтрах, разностных схемах и тому подобное. Микросхемы OPA627 с индексом B способны несколько расширить диапазон сопротивлений потенциометров, обеспечивающих высококачественную регулировку сигнала  до значений сопротивления 40кОм – 50кОм при входном напряжении до двух вольт.

В Таблице 40 приведены значения коэффициента гармоник при использовании микросхем в инвертирующем включении и параметры, характеризующие ее работу в схемах «активных» регуляторов.

Как видно из данных Таблицы 40 в инвертирующем включении микросхемы OPA627A, OPA627B, так же как и в неинвертирующем включении имеют довольно близкие значения коэффициентов гармоник, с некоторым преимуществом (примерно таким же) их у микросхемы OPA627B. А вот коэффициент гармоник, связанный с выходным током микросхем Кгвх у микросхемы  OPA627B почти в два раза меньше, в связи с чем, ее предпочтительнее использовании и в схемах  «активных» регуляторов. Коэффициент ослабления сигнала при нулевом сопротивлении резистора в цепи обратной связи на частоте 10кГц у обеих микросхем одинаков.

По составу спектр у обеих микросхем короткий, не превышает 3 – 4 гармоник. Небольшие отличия есть в амплитудах гармоник, но они не существенны.

Приведу еще коэффициенты гармоник этих микросхем, в инвертирующем режиме работающие на  низкоомную нагрузку (R = Rос = 750Ом, Rн = 820Ом):

- для микросхемы OPA627A (заимствовано из Таблицы 32) – 0,00028% и 0,00058% соответственно для входного напряжения 1 и 2 вольта;

- для микросхемы OPA627B – 0,00023% и 0,00039% так же соответственно для входного напряжения 1 и 2 вольта.

Как видно из приведенных данных и в этом режиме наблюдается некоторое преимущество микросхемы OPA627B. Спектр искажений в этом режиме у обеих микросхем довольно близок по составу и несущественно отличается по амплитуде гармоник с небольшим преимуществом микросхемы OPA627B.

Продолжение

Свинтенок В. А. <svaleks @ rambler . ru>

__________________________________