Пути снижения искажений в регуляторах уровня сигнала.

Предыдущая часть

Свинтенок В. А.

Регулятор уровня сигнала с формированием на стабилитронах плавающим напряжением питания

Рассмотрим далее следующую схему с «ПлаНаП», в которой устранены некоторые недостатки предыдущей схемы (смотри подраздел А). Соответствующая функциональная схема регулятора приведена на Рис.129. Внешне она отличается от схемы Рис.93 только изменением схемы включения стабилитронов и отсутствием резисторов Rп. Благодаря этому в схеме Рис.129 практически сняты ограничения в области низких частот, устранена болтанка напряжения питания микросхемы DA1 относительно общего провода и несколько снижена, и нагрузка на выход микросхемы DA2.

Стабилитроны VD1 и VD2 в этой схеме также подобраны в пару с напряжением около 13,5 вольта, что дает возможность сопоставлять результаты соответствующих экспериментов с предыдущей схемой. Величина тока генераторов тока ГТ здесь несколько увеличена и составляет 23 мА. Основное отличие поведения схем Рис.93 и Рис.129 наблюдается в области низких частот. С этой области и начнем ее исследовать.

Область низких частот

Из функциональной схемы, приведенной на Рис.93 видно, что конденсаторы С1, С2 и шунтирующие резисторы Rп совместно с дифференциальными сопротивлениями, действующими со стороны выводов питания микросхемы DA1 образуют дифференцирующие цепочки. В схеме, приведенной на Рис.129 параллельно конденсатором подключены дифференциальные сопротивления стабилитронов VD1 и VD2, благодаря чему поведение схемы в области низких частот существенно изменяется.

Рассмотрим поведение схемы Рис.129 в области низких частот и здесь косвенно, как и с предыдущей схемой. С этой целью была проведена серия экспериментов показывающая влияние емкости конденсаторов С1 и С2 на частоте 10кГц на искажения микросхемы DA1. Результаты экспериментов первой серии в графическом виде приведены на Рис.130. Условия эксперимента были следующими: испытуемая микросхема (DA1) LME49860, буфер (DA2) LME49710, входное напряжение 2 и 4 вольта, сопротивление нагрузки 2,5кОм. Емкости конденсаторов С1 и С2 в этом эксперименте варьировались и соответствуют ряду: 0; 1мкФ; 3,3мкФ; 10мкФ; 47мкФ. Зависимости Кг от емкости конденсаторов С1 и С2 снимались при сопротивлениях на неинвертирующем входе микросхемы DA1 0 и 15кОм. Напряжение источников Еп здесь и в последующих экспериментах +/-30 вольт, напряжение питания буфера DA2 +/-18 вольт.

Рис. 130

Как видно из кривых графика Рис.130 здесь также наблюдается некоторая зависимость коэффициента гармоник от величины емкости конденсаторов С1 и С2. Однако здесь, коэффициент гармоник даже при емкости конденсаторов С1,2 = 0, несколько ниже коэффициента гармоник, приведенных на графике Рис.98 при емкости конденсаторов С1,2 = 1мкФ.

Анализируя схемы Рис.93 и Рис.129 можно предположить, что увеличение Кг связанный с уменьшением емкости конденсаторов С1,2 здесь вызван конечным значением дифференциального сопротивления используемых в схеме Рис.129 стабилитронов. Если обратиться к кривым графика Рис.96, то можно увидеть, что рост Кг в этом эксперименте наблюдается, начиная с сопротивления резистора на выходе буфера около 10Ом. Дифференциальное сопротивление используемых здесь стабилитронов при указанном выше токе находится где-то около 20Ом (возможно немного более) и влияние их на Кг при таком значении должно быть, безусловно, ощутимо. Из выше сказанного следует: в схеме необходимо использовать стабилитроны с минимально возможным значением величины дифференциального сопротивления, и видимо, неплохим решением здесь будет использование микросхемы TL431. Согласно со спецификацией микросхема в рабочем диапазоне токов и напряжений и в режиме «электронного» стабилитрона имеет величину дифференциального сопротивления около 0,2Ом. Кроме того, ее использование удобно и в практическом отношении, так как позволяет с помощью резисторов, не только определять режим ее работы (устанавливать необходимое напряжение стабилизации), но и подбирать экземпляры микросхем в пары.

Результаты соответствующего эксперимента с микросхемами TL431 также в графическом виде представлены на Рис.131. В этом эксперименте стабилитроны были заменены двумя микросхемами TL431 подобранными в пару на напряжение 13,5 вольт, как и в предыдущем эксперименте. Остальные условия этого эксперимента полностью соответствуют приведенному выше эксперименту, представленному на Рис.130 и сделано это с целью возможности сопоставления их результатов.

Рис. 131

Как видно из кривых графика здесь рост искажений с уменьшением емкости конденсаторов С1,2 не наблюдается. Некоторое колебание Кг в начальной области кривых графика видимо вызвано взаимодействием составляющих искажений при уменьшении или отсутствия конденсаторов С1,2.

Для иллюстрации и подтверждения приведенного выше утверждения можно привести еще один эксперимент, результаты которого также в графическом виде приведены на Рис.132. В этом эксперименте рассмотрено поведение Кг при изменении сопротивления нагрузки при наличии и отсутствия конденсаторов С1 и С2 шунтирующих микросхему TL431.

Условия этого эксперимента были следующими: испытуемая микросхема (DA1) LME49860, входное напряжение 4 вольта, буфер DA2 LME49710, емкости конденсаторов С1 и С2 – 47мкФ в одном случае и 0 в другом. Зависимости Кг от сопротивления нагрузки снимались при сопротивлениях на неинвертирующем входе микросхемы 0 и 15кОм. Напряжение источников Еп и здесь также +/-30 вольт, напряжение питания буфера DA2 +/-18 вольт. Сопротивления нагрузки и здесь, как и в ранее проведенном эксперименте (Рис.97) соответствует ряду: 1,1кОм; 2,5кОм; 5кОм.

Рис. 132

Из рассмотрения кривых графика Рис.132 видно, что взаимный разброс их невелик и, следовательно, существенного влияния конденсаторов С1, С2 в данном эксперименте так же не наблюдается.

На графике Рис.133 приведены результаты еще одного эксперимента зависимости Кг микросхемы DA1 (LME49860) от сопротивления нагрузки при входном напряжении 4 вольта. Однако в этом эксперименте исследовалось поведение Кг микросхемы DA1 как при использовании стабилитронов (шунтированные конденсаторами) так и при использовании в схеме микросхем TL431. Сопротивления нагрузки и здесь, как и в ранее проведенном эксперименте соответствует ряду: 1,1кОм; 2,5кОм; 5кОм.

Рис. 133

Как видно из кривых графиков Рис.133 замена стабилитронов на микросхемы TL431, к какому-либо существенному изменению поведения кривых графиков не приводит. Из кривых графиков Рис.132, 133 видно, что коэффициенты гармоник при уменьшении нагрузки до 1,1кОм довольно резко возрастают. Как видно из соответствующих экспериментов, такое поведение коэффициентов гармоник при нагрузке 1,1кОм характерно и для схемы Рис.93. Это явление, видимо, можно попытаться объяснить следующим. При достаточно высокоомной нагрузке «собственные» искажения для данной микросхемы определяются в основном ее входным каскадом. Схема с «ПлаНаП» весьма эффективно воздействует на входной каскад ОУ, о чем говорят соответствующие эксперименты. Однако, по мере снижения сопротивления нагрузки доля искажений выходного каскада в значении «общих» искажений возрастает и начинает превалировать в них, а эффективность действия схемы с «ПлаНаП» в той или иной степени как бы маскируется. Учитывая это, а также естественный рост Кг при снижении сопротивления нагрузки в схеме и приводит к наблюдаемому как бы более быстрому росту Кг.

Из рассмотрения результатов экспериментов, приведенных на Рис.130, 131, 132, 133 каких-либо особых «явлений», связанных с заменой стабилитронов на микросхемы TL431 (кроме шума) не выявлено, в связи с чем, их вполне можно использовать в схемах регуляторов.

Что касается устойчивости и поведения схемы в области высоких частот то обе схемы Рис.93 и Рис.129 практически тождественны и ведут себя одинаково. Поэтому все, что было сказано для схемы, приведенной на Рис.93 для этих областей применения соответствует и схеме, приведенной на Рис.129.

Влияние источников питания на Кг выходного сигнала.

Амплитудные характеристики схем Рис.93 и Рис.129 также практически тождественны и ведут себя одинаково. В качестве иллюстрации этого на Рис.134 и Рис.135 приведены результаты двух соответствующих экспериментов, но с иными условиями. На Рис.134 приведена амплитудная характеристика регулятора с входным каскадом DA1 на ОУ LME49710, с буферным каскадом на микросхеме LME49860 и с напряжением питания +\-20 вольт. Здесь же показана и амплитудная характеристика буферного каскада на этой микросхеме (LME49860). Напряжение источников питания Еп в этом эксперименте также +/-30 вольт. Амплитудная характеристика входного каскада DA1 здесь, как и в эксперименте, приведенном на Рис.122, также снималась при двух напряжениях питания микросхемы DA1: +/-6,7 вольта и +/-13,5 вольта при сопротивлении нагрузки 2,5кОм.

Рис. 134

Из сопоставления кривых графиков амплитудных характеристик входного каскада DA1 для схем Рис.122 и Рис.134 можно увидеть, что их характер поведения практически одинаков за исключением области больших входных напряжений. Механизмы ограничения максимального выходного напряжения здесь те же что и в эксперименте, приведенном на Рис.122, а большие значения выходного напряжения каскада DA1 при напряжении питания +/-6,7 вольта здесь обусловлено большим напряжением питания буфера. Следует здесь отметить характер спектра искажений выходного напряжения каскада DA1 при напряжении 12 и 13 вольт в асимметричном включении (на входе резистор 15кОм): он более «длинный», а амплитуда высших гармоник более существенна. Возможно при этих напряжениях спектр гармоник буфера уже оказывает некоторое влияние на спектр искажений каскада DA1.

На Рис.135 приведены амплитудные характеристики для микросхемы LME49860 с буферным каскадом на микросхеме LME49710 и для двух сопротивлений нагрузок 1,1кОм и 2,5кОм.

Рис. 135

Как видно из кривых графика Рис.135 здесь наблюдается резкий рост коэффициента гармоник (и резкое возрастание высших гармоник спектра) при входном напряжении выше восьми вольт. Рассматривая кривые графика для сопротивления нагрузки 1,1кОм и 2,5кОм и здесь видно, что Кг растет несколько быстрее снижения сопротивления нагрузки.

О выборе величины тока генераторов тока ГТ.

Неправильный выбор величины тока генераторов тока ГТ также может привести к существенному увеличению Кг либо к нестабильной работе устройства в целом. Пограничной зоной в оценке величины тока генераторов ГТ является ток потребления микросхемы DA1. При снижении тока генераторов ГТ до величины тока потребления микросхемой DA1 взрастают искажения, и регулятор становится все более неустойчивым, а при снижении его ниже тока потребления – возникают и инфранизкие колебания импульсного характера.

Чтобы показать это и дать некоторую оценку выбора величины тока генераторов ГТ приведу результаты двух экспериментов одного количественно, а второго только качественно.

В Таблице 45 приведена часть результатов эксперимента выявляющих влияние на Кг тока ГТ только при токах 14мА и 23мА, в зависимости от величины нагрузки (1,1кОм и 2,5кОм), величины сопротивления резистора на входе микросхемы DA1 (0 и 15кОм) и выходного напряжения (4в и 8в). Во всех каскадах регулятора здесь использовались микросхемы LME49860, напряжение питание буфера +/-20 вольт.

Из данных Таблицы 45 видно, что при токах ГТ 14мА и 23мА коэффициент гармоник одинаков во всех приведенных здесь режимах. При токе ГТ 9мА в схеме наблюдается низкочастотная генерация и некоторая неустойчивость. Ток потребления микросхемы LME49860 около 10мА. Из чего можно вывести ориентировочный критерий выбора тока ГТ: он должен быть ориентировочно в 1,5 раза больше тока потребления микросхемы при указанных выше нагрузках и типе стабилитронов, используемых в схеме (или ток питания микросхемы плюс рабочий ток стабилитронов). Спектр гармоник при токе 23мА несколько в его высокочастотной части лучше. В связи с чем, и особенно при более низкоомных нагрузках этот коэффициент можно увеличить до 2 раз.

Подобная картина наблюдается и при использовании во входном каскаде регулятора микросхемы LME49880. У нее ток потребления несколько выше – около 14ма. В связи с чем, при токе ГТ 14мА регулятор работает уже неустойчиво, а коэффициент гармоник возрастает более чем на порядок. Поэтому для этой микросхемы оптимальная величина тока ГТ видимо будет лежать в зоне 23мА. Излишне увеличивать ток ГТ не имеет смысла, так как это к снижению Кг и улучшению спектра не ведет, а только увеличивает нагрев элементов ГТ и стабилитронов.

О выборе микросхем для буферного каскада

Рассмотрим еще два эксперимента облегчающих выбор микросхемы для буферного каскада с точки зрения собственных искажений регулятора.

В первом из них, результаты которого приведены в Таблице 46, представлены коэффициенты гармоник для ряда микросхем при использовании их в буферном каскаде DA2. В этом эксперименте выход микросхемы DA1 подключался к эквиваленту нагрузке (2,5кОм), а выход буфера – к входу измерительной установки (входное сопротивление 5кОм). Напряжение питания для микросхем буфера устанавливалось в соответствии с их максимально допустимыми значениями. Входы микросхем буфера включались по симметричной схеме: в цепи ОООС параллельно включенная RC цепочка (510Ом, 330пФ). Амплитуды входного напряжения и типы используемых в эксперименте микросхем приведены в таблице.

Если рассмотреть результаты эксперимента с точки зрения величины Кг, то можно заметить, что почти все микросхемы можно использовать в качестве буфера. Однако с точки зрения «вторичных» параметров, которые здесь явно не присутствуют использование некоторых из них по отношению к другим не равноценно. Рассмотрим далее эти «вторичные» параметры применительно к каждой микросхеме.

Микросхема THS4062 с точки зрения значения Кг близка к AD811, однако спектр ее искажений хуже особенно при входном напряжении 8 вольт. Учитывая и то, что ее максимальное напряжение питания +/-16 вольт ее следует использовать при входном напряжении не более 4 вольт. Эти рекомендации полностью можно отнести и к микросхеме LM6171 в связи весьма «жестким» спектром искажений при 8 вольтах. В связи с низким напряжением питания микросхемы AD8397 максимальное выходное напряжение не должно превышать 7 вольт, так как при 8 вольтах на входе она входит в зону ограничения сигнала. Микросхема ADA4898-1 уже и при 4 вольтах имеет длинный медленно затухающий спектр в связи, с чем ее лучше не использовать в буфере. Микросхема LME49880 имеет наименьшую из представленных здесь микросхем скорость нарастания выходного напряжения и довольно специфическую переходную характеристику, а OPA2211 и OPA1612 менее устойчивы – приходится использовать небольшую коррекцию АЧХ по входу.

Экспериментальные данные, приведенные в Таблице 46, следует рассматривать как ориентировочные. Это связано с тем, что на значение Кг на выходе буфера оказывает влияние и тип микросхемы DA1 и в ряде случаев это влияние может быть существенным. В связи с чем, выбор микросхемы для буфера следует стараться «увязывать» с характеристиками используемой микросхемой во входном каскаде DA1 и проиллюстрировано это будет в следующем эксперименте.

В эксперименте, результаты которого приведены в Таблице 47 во входном каскаде (LME49860) и в буфере использовались практически одни и те же микросхемы что и в предыдущем эксперименте при тех же входных напряжениях и нагрузке, а измерялся Кг на выходе DA1.

Рассматривая данные эксперимента (Таблица 47) видно, что первые три микросхемы показывают практически одинаковый результат, их влияние на Кг входного каскада минимален. Остальные микросхемы оказывают то или иное влияние на Кг входного каскада, хотя это влияние и не значительно. Наихудшие спектры искажений в этом эксперименте наблюдаются при 8 вольтах на входе у микросхем AD8397 (использовать до 7 вольт) и LM6171 (плохой спектр искажений при 8 вольтах), что подтверждает выводы предыдущего эксперимента относительно этих микросхем. Как отмечалось ранее микросхема LME49860 входит в группу лучших микросхем, работающих в этом режиме (ПлаНаП), поэтому при использовании во входном каскаде иных микросхем с большими значениями Кг требования на коэффициент гармоник буфера могут быть снижены.

Примеры использования схемы Рис.129 в регуляторе

Далее в качестве иллюстрации приведены переходные характеристики для микросхем LME49860, OPA827 и OPA627 и коэффициенты гармоник для ряда микросхем в неинвертирующем и в асимметричном включении.

На Рис.136 - 141 приведены переходные характеристики соответственно для микросхем LME49860, OPA827 и OPA627 для фронта и спада прямоугольных импульсов при емкости конденсатора входной интегрирующей цепочки 68пФ и 220пФ (осциллограмма красного цвета) и сопротивлении резистора 1кОм.

Как видно из осциллограмм цена деления по вертикали два вольта на клетку, по горизонтали – 200нс на клетку, частота следования импульсов около 10кГц, входное амплитудное напряжение 4 вольта, форма импульсного напряжения – меандр.

 Рис.136 (LME49860)              Рис.137 (LME49860)

Рис.140 (OPA627)                   Рис.141 (OPA627)

Как видно из осциллограмм Рис.136 – 137 и ранее приведенных (соответствующих схеме Рис.93) форма соответствующих осциллограмм и длительности фронтов вполне соответствуют друг другу, то есть и та, и другая схемы равнозначны в этом смысле.

В Таблице 48 также в качестве иллюстрации приведены Кг для ряда микросхем в неинвертирующем и асимметричном режиме.

Эксперименты проводились в тех же условиях, режимах, входных напряжений, что и в первой, второй частях статьи. Поскольку «входные» искажения микросхемы DA1 здесь существенно меньше и здесь на неинвертирующем входе использовался резистор с одним номиналом сопротивления 15кОм. Интегрирующая цепочка на входе микросхемы DA1 и в этих экспериментах не использовалась.

Сопоставляя результаты экспериментов соответствующих микросхем, приведенных в таблицах Таблица 44, Таблица 48 видно, что в них Кг довольно близки по своему значению, то есть и здесь обе схемы равнозначны в своем поведении.

Следует отметить, что с целью достижения максимальной полосы пропускания и необходимого «качества» переходной характеристики необходим индивидуальный подбор входной и корректирующей цепочек в зависимости от типа микросхем, используемых во входном каскаде и в буфере. При обработке сигналов звукового диапазона стремится к этому особого смысла нет, так как выше 20кГц спектральная плотность сигнала резко падает, приближаясь к уровню шума на частотах выше сорока, пятидесяти килогерц. В связи с чем можно ограничить полосу пропускания входного каскада входной RC цепочкой, где-то на уровне 150кГц – 300кГц. В этом случае можно увеличить и постоянную времени и RC цепочки цепи обратной связи, увеличив емкость до 330 – 430 пФ, что увеличит устойчивость схемы в целом. При емкости корректирующей цепочки Ск = 450 пФ и с резистором на входе Rвх = 15кОм Кг увеличивается примерно на 1дБ -  1,5дБ на частоте 10кГц для микросхемы LME49860.

С учетом выше сказанного были просмотрены переходные характеристики ряда микросхем как низкочастотные, так и более высокочастотные (OPA627, OPA827, OPA134, AD823, AD275, LME49880, LME49860) с ограничением полосы пропускания на уровне 300кГц (1кОм, 510пФ) и с емкостью корректирующей цепочки 450пФ. Для всех указанных выше микросхем переходные характеристики совпадают с переходными характеристиками, приведенными на Рис.142, 143.

Цена деления по вертикали и здесь два вольта на клетку, по горизонтали – 1мкс на клетку, частота следования импульсов также около 10кГц, форма сигнала и здесь – меандр

Рис.142                Рис.143

Как видно из приведенных на Рис.142,143 осциллограмм форма фронтов импульсов выходного напряжения на выходе DA1 полностью определяется входной RC цепочкой.

Характеристики ОУ 2604 при использовании его в пассивных и активных регуляторах уровня сигнала

В связи с рассмотрением микросхемы OPA2604 в схеме регулятора с «ПлаНаП» рассмотрим далее характеристики этой микросхемы и в схемах характеризующие ее работу в пассивных и активных регуляторах уровня сигнала.

Соответствующие данные результатов экспериментов с этой микросхемой приведены в Таблицах 49, 50. Условия экспериментов те же что и в соответствующих вышеприведенных экспериментах. Входные напряжения, сопротивления резисторов на входах микросхем указаны в таблицах, напряжение питания микросхемы +/-20 вольт.

Рассматривая электрическую схему микросхемы можно обратить внимание на патентованную часть схемы, отвечающую за режекцию искажений в схеме. Видимо эта часть схемы и накладывает свою «специфику» при использовании ее в схемах неинвертирующего включения с резисторами на входах.

Рассмотрим результаты экспериментов с микросхемой OPA2604 приведенных в Таблице 49. В неинвертирующем включении – это хороший «середнячок», с доминирующей второй гармоникой в спектре. Однако, начиная уже с 2 вольт в этом включении, в спектре искажений регистрируются небольшие по амплитуде, но медленно затухающие высшие гармоники. «Специфичность» ее поведения особенно существенно выделяется при наличии резистора на входе микросхемы. Так при сопротивлении резистора на входе микросхемы 1,5кОм ее коэффициент гармоник снижает в два раза, а дальнейший рост Кг с увеличением сопротивления до 15кОм не столь резкий (5 – 6 раз), что делает ее весьма привлекательной в схемах пассивных регуляторах.

В «симметричном» включении резисторов на входах ОУ только при сопротивлении резисторов 1,5кОм имеет место снижение значения коэффициентов гармоник в остальных случаях симметрирование увеличивает Кг и, особенно существенно, с ростом входного напряжения. Из этих данных вытекает и вывод: симметрировать входы микросхемы, и использовать ее в соответствующих схемах имеет смысл только до значений резисторов 1кОм – 2кОм.

В Таблице 50 приведены значения коэффициента гармоник при использовании микросхем в инвертирующем включении и параметры, характеризующие ее работу в схемах «активных» регуляторов

Как видно из данных Таблицы 50 в инвертирующем включении микросхемы коэффициент гармоник меньше чем в неинвертирующем включении. Коэффициент гармоник, связанный с выходным током микросхем Кгвх имеет довольно небольшое значение, коэффициент ослабления сигнала при нулевом сопротивлении резистора в цепи обратной связи на частоте 10кГц имеет также весьма малое значение в связи, с чем эту микросхему весьма эффективно можно использовать и в схемах «активных» регуляторов. В спектре гармоник, как и в неинвертирующем включении доминирует вторая гармоника, и также наблюдаются медленно затухающие высшие гармоники небольшой амплитуды.

Свинтенок В. А. <aleks @ rambler . ru>

__________________________________