Искажения, возникающие в каскадах на ОУ при регулировании уровня сигнала

Свинтенок В. А.

Часть I

Часть II

ОУ в схемах регуляторов уровня сигнала

Потенциометрические регуляторы уровня с буферным каскадом на ОУ в инвертирующем включении

    Стандартное построение регулятора уровня с буферным повторителем в инвертирующем включении представлено на Рис.15. На практике такая схема используется довольно редко и связано это со следующим. Чтобы сохранить входное сопротивление схемы на уровне значения сопротивления Rп и закон изменения сопротивления от угла поворота ручки потенциометра необходимо, чтобы для резисторов схемы выполнялось условие R > Rп (в 3 и более раз). Чтобы получить приемлемое входное сопротивление схемы приходится выбирать достаточно высокоомные резисторы R. А это ведет в свою очередь к повышенному уровню шума схемы. Тем не менее, рассмотрим эту схему в качестве отправной схемы для этого типа включения.

    Для схемы, представленной на Рис.15 максимальные искажения будут в верхнем положении движка потенциометра Rп и соответствуют повторителю в инвертирующем включении. Далее по мере снижения уровня сигнала на выходе потенциометра пропорционально начнут снижаться и искажения на выходе ОУ. В связи с чем, охарактеризовать поведение активного элемента в регуляторе достаточно описанием его в одной точке – в точке наблюдения максимальных искажений.

    В Таблице 10 приведены коэффициенты гармоник для входного напряжения 2 и 4 вольта для инвертора собранного по схеме Рис.15 при номинале резисторов R = 5кОм и при коэффициенте передачи регулятора Кр = -1.

Таблица 10.

    Анализируя данные приведенные в Таблице 10 можно заметить, что выбор микросхем для построения регуляторов уровня сигнала с малыми искажениями значительно шире. Лучшие микросхемы в этом включении LME49860, LME49710 и AD8066. Помимо прекрасных характеристик по нелинейным искажениям у них и прекрасный спектр искажений: 2 – 3 гармоники при входном напряжении четыре вольта. Прекрасные характеристики и у JRC2114, OP275 и NE5532. Спектры у первых двух микросхем содержат 4 – 5 гармоник при входном напряжении 4 вольта, а вот у NE5532 он длинный, с провалом. Ее лучше использовать при входном напряжении меньше четырех вольт. Хорошие спектры (четыре гармоники) при входном напряжении 4 вольта и у AD826, THS4062, LT1220. Микросхемы OPA2134, AD5599 и AD8620 лучше использовать при входном напряжении два и менее вольта. У LM6171 в инвертирующем включении искажения существенно выше, а характер и поведение спектра от напряжения питания такое же что и в неинвертирующем включении.

    Как было выше сказано, на практике реализовать высокий потенциал по искажениям у данного типа регулятора проблематично из-за присущих этому включению недостатков. Так для получения входного сопротивления близкое к 10кОм необходимо в схеме инвертора выбирать довольно высокоомные резисторы (более 30кОм), что приведет к существенному росту шума регулятора и сократит количество микросхем способных на достаточно качественном уровне работать в этом включении. В значительной мере эти проблемы можно решить, если в  этом включении использовать регулятор уровня сигнала «лестничного» типа.

Регуляторы уровня «лестничного» типа с буферным каскадом на ОУ в инвертирующем включении

    Достаточно удачное решение регулирования уровнем сигнала в инвертирующем включении предоставляют регуляторы уровня «лестничного» типа. Для осуществления этого необходимо нагрузочный резистор регулятора отключить от общего провода и подключить к инвертирующему входу ОУ, как это показано на Рис.16.

    Все достоинства этого регулятора в таком включении сохраняются. При коэффициенте передачи регулятора 0дБ схема представляет собой инвертор с единичным усилением и с входным сопротивлением 10кОм. Максимальные искажения такого регулятора соответствуют и максимальному сигналу на входе инвертора и будут соответствовать значениям данных приведенных в Таблице 10. На входе регулятора можно включить RC цепочку для ограничения высоких частот без опасения увеличения нелинейных искажений. По мере снижения напряжения будут снижаться и искажения, что является нормальным и естественным свойством регулятора в этом включении.

    Максимальный коэффициент ослабления сигнала и частотна характеристика определяются максимальным затуханием регулятора и его частотной характеристикой

    Забегая несколько вперед, можно сказать, что это одно из лучших решений позволяющее получить минимально достижимые нелинейные искажения с «мягким» и коротким спектром. В этом включении достижимы искажения, не превышающие уровень единиц стотысячных при 4 вольтах на входе с монотонным снижением искажений по мере увеличения коэффициента затухания регулятора.

    Единственно «не сильное» место регулятора – шумы. Они будут определяться резисторами (эквивалентное значение не более 6кОм) и коэффициентом передачи инвертора по шуму (равное двум).

Регуляторы уровня сигнала активного типа.

    В данном разделе будут рассмотрены только регуляторы уровня, построенные на основе инвертирующего каскада и в основе которого лежит известное соотношение между коэффициентом передачи инвертора охваченного ОООС: К = - R1/R2. Из этого соотношения следует, что регулируя величиной одного из резисторов можно управлять коэффициентом передачи инвертора. На практике чаще используется вариант, в котором в качестве регулятора уровня используется резистор, включенный в цепи обратной связи (R1), с него и начнем.

Регулятор уровня сигнала с помощью потенциометра, находящегося в цепи ОООС инвертора.

    Схема регуляторы уровня управляющим уровнем сигнала резистором в цепи обратной связи изображена на Рис.17. В ней здесь и далее номиналы резисторов приняты равными R = Rп. Потенциометр, используемый в ней по своей конструкции, может быть любой: линейный, дискретный либо коммутируемый набор резисторов. Входное сопротивление схемы изображенной на Рис.17 ��пределяется резистором R и постоянно. По уровню шума эта схема не на много уступает схеме регулятора уровня в неинвертирующем включении. А вот с нелинейными искажениями здесь так же не все так просто, к тому же в схеме (Рис.17) труднее получить и глубокое подавление сигнала в широком диапазоне частот.

    Рассмотрим специфику работы регулятора уровня сигнала по схеме Рис.17, которая оказывает влияние на нелинейные свойства каскада. С уменьшением значения сопротивления потенциометра Rп одновременно снижается и выходное напряжение. А вот ток на выходе ОУ при этом, вначале уменьшившись, затем начиная с некоторого значения и при дальнейшем снижении значения сопротивления потенциометра Rп, остается практически постоянным. Этот момент и является специфическим в работе этой схемы.

    Было замечено, что амплитуды гармоник, в спектре искажений начиная с некоторого значения сопротивления потенциометра, оставались постоянными при дальнейшем его снижении. А коэффициент гармоник при этом в той же пропорции что и снижение значение сопротивления потенциометра Rп возрастал. Такое поведение коэффициента гармоник и значений амплитуд гармоник в спектре искажений вызвано следующими обстоятельствами.

   Обычно гармонические искажения измеряют при некотором выходном напряжении и токе (интегральная оценка). Есть два предельных случая измерения нелинейных искажений: первый – режим, при котором выходной ток микросхемы стремится к нулю (режим холостого хода), второй – когда выходное напряжение микросхемы стремится к нулю (режим короткого замыкания). По мере снижения значения сопротивления потенциометра Rп (Rп < 0,1R) в схеме Рис.17 и возникает режим похожий на второй (режим короткого замыкания), когда выходное напряжение, уменьшаясь становиться достаточно малым, а выходной ток остается практически постоянным и определяется входным напряжением и номиналом резистора R. Или, другими словами, при малых значениях сопротивления потенциометра Rп амплитуды гармоник в схеме с одной стороны определяются выходным током ОУ, а он постоянен (постоянны и значения амплитуд гармоник спектра искажений). С другой стороны коэффициент гармоник определяется и выходным напряжением, которое уменьшаясь пропорционально снижению значения сопротивления потенциометра Rп и создает тенденцию пропорционального роста нелинейных искажений, достигая максимального значения при Rп = 0.

    Рост нелинейных искажений при снижении уровня сигнала для данного типа регулятора может быть сдерживающим фактором для ряда его применений. И, тем не менее, особо пугаться столь больших нелинейных искажений при малых выходных напряжениях во многих случаях не стоит, так как в абсолютном значении амплитуды гармоник токовых искажений довольно малы и для многих микросхем и применений будут маскироваться шумом. Уровень первой гармоник в положении максимального ослабления сигнала (на 10кГц) так же достаточно мал и находится в пределах -110дБ – -130дБ. Таким образом, чтобы грамотно выбрать микросхему для данного типа регулятора встает задача выбора границ и условий ее применимости в зависимости от конкретно решаемой задачи с учетом маскировки гармоник спектра токовых искажений шумом.

    Экспериментальное исследование схемы Рис.17 было проведено в пяти точках значений потенциометра Rп: 10кОм, 1кОм, 100Ом, 10Ом, 0. Результаты эксперимента приведены соответственно для пяти точек в строках Кг0 – Кг4 Таблице 10. Значение резистора R = 10кОм, входное напряжение 2 и 10 вольт. Выбор довольно большого напряжения 10 вольт был обусловлен необходимостью надежной фиксацией амплитуд гармоник с целью выявления закономерностей для всех микросхем, выявить которые при входном напряжении два вольта не давал шум. У микросхем OPA2134 и AD8599 коэффициенты гармоник при 10 вольтах не замерялись. Во второй части Таблицы 11 в строках Кг5 – Кг8 приведены коэффициенты гармоник, рассчитанные относительно входного напряжения. О цели их введения будет сказано ниже.

Таблица 11.

    И так, в строке Кг0 Таблицы 11 приведены значения коэффициентов гармоник для инвертора с резисторами R = Rп = 10кОм, в строке Кг1 значения коэффициентов гармоник при значении резистора Rп = 1кОм. Рассмотрим далее поведение  значения коэффициентов гармоник на примере микросхемы OPA2134. Коэффициент передачи схемы Рис.17 соответствующий первой строке 0дБ, второй –  -20дБ. При таком снижении выходного напряжения (в 10 раз) ожидалось, что и коэффициент гармоник так же должен был бы уменьшиться, где то на порядок, однако он уменьшился всего лишь в 1,5 раза.

    Ток на выходе ОУ разветвляется на две составляющие: одна составляющая компенсирует входной ток, которая постоянна (Uвх/R) и независима от вариации значения резистора Rп, а другая составляющая втекает в нагрузку (Uвых/Rн). Можно показать, что уже при снижении выходного напряжения на порядок ток, втекающий в нагрузку, будет составлять незначительную часть от тока, компенсирующего входной ток. То есть, начиная уже с Rп < 1кОм ток на выходе микросхемы практически постоянен, следовательно, и амплитуды гармоник в спектре искажений практически постоянны и при дальнейшем снижении значения резистора Rп начинается рост значений коэффициента гармоник (пропорционально уменьшению Rп).

    Увидеть постоянство амплитуд гармоник в спектре искажений, а так же выбрать микросхему с минимальными «токовыми» искажениями по данным приведенным в строках Кг0 – Кг4 Таблицы 11 не так очевидно. Поэтому в строках Кг5 – Кг8 той же таблицы приведены коэффициенты гармоник, рассчитанные относительного входного напряжения. Они позволяют с одной стороны увидеть с какого номинала резистора Rп амплитуды гармоник в спектре искажений начинают сохранять свое постоянное значение, а с другой – по абсолютному значению коэффициента гармоник выбрать соответствующую микросхему.

    Просмотр коэффициентов гармоник Кг5 – Кг8 для микросхемы OPA2134 показывает, что начиная уже с номинала резистора Rп = 1кОм и ниже коэффициент гармоник практически постоянен, а некоторые изменения вызваны небольшим уменьшением выходного тока из-за снижения тока нагрузки. Как видно из данных Таблицы 11 эта микросхема, как и OP275 и AD8599 имеют самые большие «токовые» искажения в связи, с чем их в регуляторах с глубокой регулировкой уровня сигнала лучше не использовать. Для этих микросхем желательно, чтобы диапазон регулировки уровня сигнала не превышал -20дБ при входном напряжении до двух вольт. Для остальных микросхем диапазон 2 вольта не показателен –  гармоники «тонут» в шумах в связи с их малостью.

    Из анализа данных Таблицы 11 для входного напряжения 10 вольт можно сделать следующее заключение, что для большинства микросхем начиная с номинала резистора Rп = 1кОм и ниже коэффициент гармоник Кг5 – Кг8 практически постоянен. Это говорит о том, что в регуляторе превалируют искажения вызванные выходным током ОУ – «токовые» искажения. И только у двух микросхем AD826 и THS4062 этот порог (начиная с которого коэффициент гармоник Кг5 – Кг8 практически постоянен) смещается до значения резистора Rп = 0,1кОм. Эти микросхемы можно использовать в регуляторах с глубиной регулировки до -40дБ при входном напряжении до 10 вольт. Однако на практике их можно безусловно использовать и при большой глубине регулировки с учетом того факта, что при входном напряжении менее 3 – 4 вольт высшие гармоники малы и они маскируются шумом микросхемы.

    Рассмотрим экспериментальные данные Таблиц 11 и для остальных микросхем. Из строк Кг5 – Кг8 Таблицы 11 видно, что наименьшие «токовые» искажения у микросхем LME49860, LME49710 и чуть хуже у AD826, THS4062, AD8066. Эти микросхемы можно смело использовать в данной схеме при входном напряжении меньше четырех вольт и при глубокой регулировке уровнем сигнала. При входном напряжении меньше двух вольт с успехом можно использовать и микросхемы NE5532, LT1220, AD8620 и LM6171.

    Пути уменьшения искажений у данного типа регулятора очевидны: выбор соответствующей микросхемы, ограничение глубины регулирования сигнала, уменьшение уровня входного напряжения либо увеличение значений резисторов схемы до таких значений, при которых гармоники, вызванные выходным током, маскируются шумом.

    На схеме Рис.18 представлено техническое решение позволяющее без дополнительных затрат снизить нелинейные искажения в области значительных ослаблений сигнала (-20дБ и менее), изменив лишь топологию подключения потенциометра Rп. Здесь, в этой схеме, так же как и в схеме, Рис.17, номинал резисторов принят R = Rп = 10кОм. В ней, как и в схеме, Рис.17 в положении ползунка потенциометра в крайнем левом положении коэффициент передачи регулятора равен К = Rп / R = -1. При коэффициенте передачи регулятора менее -15дБ – -20дБ резистор на входе схемы будет иметь почти удвоенное значение, что приведет к соответствующему снижению выходного тока и снижению искажений почти в четыре раза. Дополнительным преимуществом данного технического решения является и то, что в случае пропадания контакта у ползунка потенциометра в схеме Рис.18 на выходе схемы будут пропадания сигнала, тогда как в схеме Рис. 17 в этом случае будет возникать режим максимального уровня сигнала. Значение резистора Rд выбирается из условия Rд > 10Rп.

    С целью иллюстрации выше сказанного в Таблице 12 приведены экспериментальные данные для микросхемы JRC2114 для двух значении коэффициента передачи регулятора: -40дБ и при максимальном ослаблении сигнала для обеих схем.

Таблица 12.

    Из данных приведенных в Таблице 12 видно, что снижение искажений существенно, однако за все приходится «платить». Плата за четырех кратное уменьшение коэффициента гармоник изменение функциональной зависимости коэффициента передачи регулятора от угла поворота движка потенциометра и двукратное изменение входного сопротивления схемы.

    Нормированный коэффициент передачи регулятора в зависимости от угла поворота движка потенциометра можно описать выражением: (α – 1) / (α + 1), здесь α принимает значения 0 – 1. Ниже на графике Рис.19 приведены зависимости коэффициента передачи регулятора от положения угла поворота движка потенциометра для схем Рис.17 (линейная зависимость) и Рис.18. Из графиков видно, что максимальное отклонение коэффициента передачи регулятора от линейного значения небольшое и не превышает 20%.

    Таким образом, в тех случаях, когда небольшая нелинейность коэффициента передачи регулятора в зависимости от угла поворота движка потенциометра не имеет решающего значения предпочтительнее использовать регулятор по схеме Рис.18.

    В ряде случаях ограничением для данного типа регулятора может стать и величина максимального ослабления сигнала (Rп = 0) и его частотная зависимость. Ниже в Таблице 13 приведены коэффициенты максимального ослабления сигнала для трех частот: 10кГц, 90кГц и 5мГц. Измерения проводились для регулятора собранного по схеме приведенного на Рис.17. Для частоты 5мГц измерения коэффициентов максимального ослабления сигнала проводились с помощью осциллографа на фоне шума, поэтому результаты эксперимента следует принять как ориентировочные.

Таблица 13.

    Как видно из данных приведенных в Таблице 13 коэффициент ослабление сигнала на частоте 10кГц наибольший у микросхем LM6171, LME49860, LME49710, THS4062 и AD8066. До частоты 90кГц у большинства микросхем коэффициент ослабление сигнала сохраняет достаточно малые значения, а вот на частоте 5мГц он довольно резко возрастает. Лучшие микросхемы на этой частоте высокочастотные и, по-видимому, имеющие более мощный выходной каскад: LME49710, LME49860, THS4062, AD8066.

Регулятор уровня сигнала с помощью потенциометра, находящегося на входе инвертора.

    Как отмечалось выше регуляторы уровня сигнала с использованием регулирующего потенциометра стоящего на входе схемы (Рис.20) используются редко. Коэффициентом передачи инвертора охваченного ОООС определяется известным соотношением: К = - R1/R2. Тот факт, что резистор R2 стоит в знаменателе уже создает определенные неудобства, так как это приводит к изменению закона коэффициента передачи регулятора в зависимости от угла поворота движка потенциометра. Входное сопротивление у схемы переменное, возрастает по мере уменьшения коэффициента передачи регулятора.

    С точки зрения «токовых» искажений здесь все обстоит благополучно. С увеличением номинала резистора потенциометра уменьшается и выходной ток, следовательно, и искажения. Максимальные искажения у регулятора данного типа при единичном коэффициенте передачи, а с уменьшением амплитуды выходного напряжения искажения будут так же (пропорционально) уменьшаться. Данные по нелинейности для регулятора данного типа можно взять из Таблицы 7 (единичный коэффициент передачи). Сложности у этого типа регулятора возникают с неудобствами и трудностью получения глубокого ослабления сигнала. Для достижения глубокого ослабления сигнала необходимо использовать очень высокоомный потенциометр, а это в свою очередь ведет к тому, что регулятор становится подвержен сильному влиянию паразитной проходной емкости.

    С целью определения влияния проходной емкости на коэффициент передачи регулятора в области максимального ослабления сигнала исследовалась схема, приведенная на Рис.21. В ней предполагалось значение резистора потенциометра близким по значению к бесконечности, а проходная емкость равна 1пФ. Был измерен коэффициент передачи сигнала этой схемы на частоте 10кГц и при входном напряжении 2 вольта, он составил всего около -66дБ и имеет, что очевидно, к тому же и сильную частотную зависимость. Таким образом, нижний предел коэффициент передачи регулятора может быть небольшим, частотно зависимым и не предсказуемым.

    Тем не менее, этот тип регулятора в силу его хорошей линейности, по-видимому, все же можно использовать в тех случая, когда необходима неглубокая регулировка уровня сигнала, например для подстройки усиления схемы. В зависимости от конструкции регулятора можно рекомендовать максимальный диапазон глубины регулировки до -20дБ.

Выводы и рекомендации.

    Ниже, в этом подразделе, хотелось бы попытаться еще раз обозначить области применимости микросхем в той или иной схеме регулятора, подчеркнуть сильные и слабые стороны, а также привести некоторые дополнительные данные.

    Понятие высококачественный регулятор включает в себя набор характеристик, соответствующих определенным требованиям. Ниже под этим понятием будут подразумеваться в основном только одна характеристика: нелинейные искажения, возникающие в активном элементе при взаимодействии с регулирующим элементом.

    В настоящее время основными источниками сигнала служат ЦАП, поэтому за критерий уровня нелинейных искажений качественного регулятора могут быть взяты нелинейные искажения лучших ЦАП – единицы десятитысячных процента, высококачественного регулятора – единицы стотысячных процента, а входные напряжения, которые должен обрабатывать регулятор до двух, четырех или девяти вольт. Исходя из этих искажений (принято около 2*10^-5 и менее) и напряжений, и будет далее вестись группировка микросхем в различных типах регуляторов.

1.             Регуляторы уровня с буферным каскадом на ОУ в неинвертирующем включении.

Потенциометрические регуляторы уровня с буферным каскадом на ОУ в неинвертирующем включении удобны и просты, имеют хорошие характеристики по шуму, частотному диапазону. В целом на их основе можно построить достаточно качественные регуляторы. Однако предельных возможностей этот тип регуляторов достичь не позволяет. Это обусловлено действием синфазных сигналов при неинвертирующем включении ОУ в буфере регулятора.  Что вызывает следующее: гармонические искажения с уменьшением коэффициента передачи регулятора не затухают монотонно, имеется зона повышенного значения искажений; спектр искажений для большей части микросхем длинный, жесткий особенно с повышением значения сопротивления потенциометра. Зона повышенного значения искажений простирается для различных микросхем до ослабления сигнала -15дБ ÷ -30дБ. Ряд микросхем лучше вообще не использовать в этом типе регулятора.

Микросхемы, которые способны обеспечить качественную регулировку и обработку сигнала в этом типе регулятора (схема Рис.4), приведены в Таблице 14. Как видно из данных таблицы лучшие из них соответственно LM6171, AD8599, NE5532, которые позволяют обрабатывать сигнал до четырех вольт при значении сопротивления потенциометра до 20кОм. При значении сопротивления потенциометра 60кОм напряжение до двух вольт могут обрабатывать только две микросхемы. Причем нелинейные искажения регулятора при Rп = 20кОм и выше и напряжении 4 вольта для всех микросхем находятся в диапазоне десятитысячных долей процента. Микросхем способных обрабатывать напряжение 9 вольт, в этом типе регулятора нет: не позволяют либо напряжение источников питания, либо высокие нелинейные искажения.

Таблица 14.

Следует отметить микросхему AD8599. Обладая средними характеристиками в неинвертирующем включении – в регуляторе одна из лучших (при средних значениях Rп).

Максимальный уровень шума у регулятора находится в зоне максимальных искажений.

Еще раз подчеркну, что все три указанные выше микросхемы относятся к группе микросхем с внутренней компенсацией составляющих искажений. Статистических данных повторяемости значений искажений для разных экземпляров микросхем этой группы у меня нет – могут быть отклонения.

Регуляторы уровня «лестничного» типа с буферным каскадом на ОУ в неинвертирующем включении (схема Рис.10), как было показано ранее, мало отличаются от потенциометрических регуляторов и к ним применимо все, что сказано о них выше в этом подразделе.

Общее замечание для этого типа регулятора: желательно не использовать регулятор при входном напряжении более двух вольт, а значение сопротивления потенциометров выбирать в пределах 5кОм – 15кОм. Это помимо снижения искажений улучшит и «качество» его спектра – монотонность затухания, мягкость.

Ассортимент микросхем можно расширить, а качество регуляторов, монотонность затухания, характер и амплитуду спектра можно улучшить, если использовать симметричное включение регуляторов (схема Рис.5).

Микросхемы, которые способны обеспечить качественную регулировку и обработку сигнала в этом типе регулятора при симметричном включении (схема Рис.5), приведены в Таблице 15.

Таблица 15.

Как видно из данных таблицы лучшие из них соответственно LM6171, OP275, LME49860, которые позволяют обрабатывать сигнал до четырех вольт при значении сопротивления потенциометра до 60кОм, незначительно им уступают JRC2114, LT1220, AD826, OPA2134. При обработке сигнала до 4 вольт микросхему LM6171, и микросхему LME49860 (Rп до 20кОм), а также микросхемы  OP275, LT1220, JRC2114 при обработке сигнала до 2 вольт можно отнести к классу высококачественных в данном типе регулятора. У этих микросхем нелинейные искажения регулятора находятся в диапазоне стотысячных долей процента, гармонические искажения с уменьшением коэффициента передачи регулятора затухают достаточно монотонно (не превышают начального уровня), спектр искажений для большей части микросхем короткий, особенно при входном напряжении 2 вольта. Микросхема LME49860 способна обрабатывать и напряжение 9 вольт (напряжение источников питания 20в) с низкоомными потенциометрами (Кг = 0,00008% при Rп = 6кОм), но спектр искажений длинный, жесткий.

Достаточно высокие характеристики, получаемые при симметрировании достижимы в реальных схемах при хорошей симметрии сдвоенных потенциометров. Ранее говорилось, что регуляторы с симметрированием весьма чувствительны к паразитным параметрам. В связи с чем, хотелось бы затронуть и вопрос, связанный с возможностью симметрирования паразитных емкостей и необходимой точности согласования сопротивлений резисторов потенциометров.

Вопрос о влиянии паразитных емкостей для схем использующие постоянные резисторы (схема Рис.2) не актуален и при грамотном монтаже они малы и влиянием их можно пренебречь.

При искусственном увеличении емкости конденсатора на входе буфера, например в схемах ФНЧ первого порядка (схема Рис.14), симметрию можно восстановить включив конденсатор того же номинала параллельно резистору цепи обратной связи.

Симметрирование же паразитных емкостей сдвоенного потенциометра дело весьма индивидуальное и не всегда дающее желаемый результат: емкости распределенные, конструктивные, имеющие большую составляющую относительно корпуса и зависящие от положения движка потенциометра.

Показать это нагляднее всего можно в регуляторе лестничного типа выполненного по схеме Рис.11. Характер и эффективность от использования симметричного включения указанного регулятора наглядно представлены на графиках Рис.12. Было отмечено, что из-за сравнительно большой емкости коммутируемых элементов (около 33пф) искажения на начальном участке кривой имеют завышенные значение из-за нарушения симметрии. Графики Рис.12 были дополнены еще одним экспериментом: симметричное включение с дополнительной емкостью (33пф), включенной параллельно резистору (10кОм) цепи обратной связи. Результаты этого (график зеленого цвета)  и предыдущих экспериментов представлены на Рис.22.

Из графиков хорошо видно, что в начальной зоне работы регулятора симметрию восстановить удалось, а вот далее происходит перекомпенсация, которая вызвана уменьшением емкости регулятора и соответствующая ей рост нелинейных искажений. Так что в области средних значений затухания коэффициента передачи нелинейные искажения становятся несколько выше, значений искажений без симметрирующей емкости. Что лучше? Вам выбирать. Лучший путь: тщательно продумывать конструкцию регулятора, активный элемент располагать в непосредственной близости от потенциометра (единый блок) и использовать, если есть возможность потенциометр с минимальными паразитными параметрами.

Помимо паразитных емкостей на симметрию, безусловно, влияет и точность согласования сопротивлений резисторов потенциометров. Что может дать подстройка номиналов резисторов? Какова должна быть точность согласования резисторов? Коснусь этих вопросов на примере двух микросхем AD826 и OPA2134.

С указанными микросхемами был проведен эксперимент по схеме Рис.2 и с номиналами резисторов 7,5кОм ± 0,1%. Поочередно последовательно с резистором на входе и в цепи обратной связи включались подстроечные резисторы 100Ом (тонкая регулировка) и 1,5кОм (грубая подстройка).

Тонкая подстройка (100Ом) резисторов микросхемы OPA2134 дала следующий результат: максимальные отклонения коэффициента гармоник в крайних положениях подстроечного резистора составляют 4% в одном включении и 20% в другом. Эти цифры говорят о том, что номиналы используемых резисторов с указанной точностью хорошо попадают в зону оптимальной симметрии и подстройка резисторов не требуется, а необходимая точность согласования резисторов должна находиться в области долей процента.

Микросхема AD826 относится к группе с достаточно ярко выраженной внутренней компенсацией составляющих искажений, в связи, с чем тонкая подстройка резисторов здесь маскируется и изменения уровня искажений наблюдается лишь при более сильных изменениях номиналов резисторов и связано это с иным механизмом. По мере увеличения рассогласования резисторов увеличивается и разностный синфазный входной ток и связанные с ним искажения, которые взаимодействуя с искажениями общего вида, при соответствующей фазе могут привести к общему снижению искажений. Это и наблюдается в экспериментах с данной микросхемой: так резисторами 7,5кОм коэффициент гармоник составил 0,000088% при уровне второй и третьей гармоник -121,9дБ и -129дБ, а при рассогласовании резисторов примерно на 11% коэффициент гармоник стал равен 0,000053% при соответствующем уровне второй и третьей гармоник -131дБ и -127дБ. Как видно из приведенных данных уменьшение значения коэффициента гармоник происходит за счет существенного снижения уровня второй гармоники при небольшом росте уровня третьей гармоники. Это (эти механизмы) необходимо учитывать тем, кто будет использовать дополнительную подгонку резисторов в своих схемах.

Таким образом, в симметричном включении диапазон сопротивлений потенциометров в регуляторе может быть расширен до 40кОм – 60кОм при входном напряжении до четырех вольт, с сохранением у большинства микросхем монотонного и короткого спектра искажений.

2.             Регуляторы уровня с буферным каскадом на ОУ в инвертирующем включении.

Как было показано в соответствующем разделе, инвертирующее включение ОУ дает ряд лучших характеристик: меньшие нелинейные искажения (для ряда микросхем), более короткий и «мягкий» спектр искажений, отсутствие «порога» (резкого возрастания высших гармоник в спектре), на искажения и спектр не оказывает влияние внутреннее сопротивление источника сигнала. Однако в реальных схемах этот тип регулятора может существенно проигрывать регулятору с буферным каскадом на ОУ в неинвертирующем включении по уровню шума. Некоторое компромиссное решение (с точки зрения уровня шума) можно получить при использовании в данном включении регулятора «лестничного» типа.

Микросхемы, которые способны обеспечить качественную регулировку и обработку сигнала в этом типе регулятора (схема Рис.16), приведены в Таблице 16, а высококачественную регулировку – в Таблице 17. Данные в таблицах приведены при коэффициенте передачи регулятора -1, напряжения, взятые в скобки, говорят о том, что спектр искажений при этом напряжении довольно жесткий.

Таблица 16.

Как видно из данных Таблицы 17 лучшие из них соответственно LME49860,  LME49710 и AD8066, которые позволяют обрабатывать сигнал до четырех вольт при коэффициенте гармоник единицы стотысячных процента. У микросхемы LME49860,  LME49710 коэффициент гармоник при входном напряжении 2 вольта находится в диапазоне долей стотысячных процента, а микросхема LME49860 (напряжение источников питания 20в) при входном напряжении 9 вольт имеет Кг = 0,00003% и всё это при мягком и коротком спектре.

Таблица 17.

Величина сопротивления регулятора (в разумных пределах) не влияет на уровень искажений, изменяется лишь уровень шума, что и является критерием при выборе сопротивления  регулятора. При изменении коэффициента передачи регулятора уровень шума слабо зависит от его изменения, а спектр гармоник монотонно убывает с уменьшением коэффициента передачи регулятора. Ослабление сигнала на высоких частотах полностью определяется частотными свойствами регулятора. Спектр искажений по амплитуде более стабилен во времени, так как нет взаимной компенсации амплитуд составляющих спектра.

Если нет иных особых условий, то данный тип регулятора может стать лучшим решением регулировки сигнала при весьма небольших искажениях и с мягким спектром.

Сделаю еще одно замечание, связанное с практическим использованием регулятора «лестничной» структуры, при использовании в них в качестве коммутационных элементов реле. Коммутационный ресурс реле младших разрядов расходуется значительно быстрее старших, что необходимо учесть в реальной конструкции (доступ, замена).

3.             Регуляторы уровня сигнала активного типа.

Как было показано ранее, в силу ряда обстоятельств на практике в основном используется вариант, в котором в качестве регулятора уровня используется резистор, включенный в цепи обратной связи (схема Рис.17).

По уровню шума эта схема не на много уступает схеме регулятора уровня в неинвертирующем включении, а по искажениям при коэффициенте передачи регулятора близким к единице соответствует регуляторы уровня с буферным каскадом на ОУ в инвертирующем включении.

Было показано, что при небольшом коэффициенте передачи регулятора искажения могут достигать весьма больших значений. Поэтому напрямую сравнивать этот тип регулятора с другими не представляется возможным. А чтобы иметь и здесь возможность выбора микросхем для этого типа регулятора приведу их отсортированные как по начальному уровню искажений, так и по токовым нелинейным искажениям.

Микросхемы, которые способны обеспечить качественную регулировку и обработку сигнала в этом типе регулятора (схема Рис.17) приведены в Таблице 18. В строке таблицы Uвх приведены максимальные напряжения, которые может обрабатывать регулятор, а в строке Кп мин. – минимальное значение коэффициента передачи регулятора (с учетом маскировки гармоник спектра шумом в моих условиях).

Таблица 18.

Микросхемы LME49710, LME49860 и AD8066, приведенные во второй части Таблицы 18 могут обеспечить и высококачественную обработку сигнала в регуляторе.

Как говорилось ранее, данному типу регулятора присущи нелинейные искажения вызываемые выходным током, так что по мере снижения коэффициента передачи регулятора амплитуда гармоник в зоне значительных ослаблений уровня сигнала остается постоянной. Величина токовых искажений зависит как от амплитуды входного сигнала (линейная зависимость), так и от величины номиналов резисторов (квадратичная зависимость), в связи с чем, весьма эффективным средством снижения их является увеличение сопротивления резисторов. Данные в таблицах приведены для Rп = R = 10кОм. Так увеличив в два раза номинал резисторов (до 20кОм) и включив регулятор по схеме Рис.18 токовые искажения снизятся в 16 раз. Это единственный тип регулятора (рассматриваемые в данной статье) в котором увеличение сопротивления резисторов приводит к улучшению характеристик по нелинейным искажениям.

Что касается шума то наибольшая его величина лежит в области коэффициента передачи регулятора Кп близкого к единице. При коэффициенте передачи регулятора Кп < 0,5 уровень шума регулятора приближается к уровню шума регуляторов с буферным каскадом на ОУ в неинвертирующем включении.

Хочу это показать на несколько искусственном примере, который позволит сделать и соответствующие выводы.

Тестировались схемы на микросхеме OPA2134 по Рис.4,5,17 с высокоомными потенциометрами (520кОм), на которые подавались напряжения (4 вольта) с генератора имеющий высокоомный выход (51кОм). Соответствующие данные приведены ниже в Таблице 19.

Данные  по искажениям и шуму в таблице приведены для коэффициентов передачи регулятора Кп = 0,5 (-6дБ) и Кп = 0,1 (-20дБ).

Таблица 19.

Из этих данных приведенных в таблице видно, что начиная с коэффициентов передачи регулятора Кп = 0,5 и менее, по уровню шума эти схемы отличаются незначительно (что нельзя сказать об искажениях). А вот при коэффициенте передачи Кп = 1 разница по шуму может быть существенной. Приведу данные для схем Рис.4 и Рис.17: для схемы, выполненной по Рис.4 Кг = 0,092%, уровень шума -129дБ; для схемы Рис.17 – Кг = 0,0007%, уровень шума -118дБ. И при меньшем внутреннем сопротивлении эта разница может быть еще большей.

Какие выводы следуют из этого примера:

 – При значительно меньших значениях сопротивлений потенциометров разница в уровне шума схем при Кп = 1 будет также меньше.

– При достаточно больших входных напряжениях и высокоомных источниках сигналов использовать ОУ в качестве буферов  нецелесообразно (с точки зрения нелинейных искажений или шума). Лучший результат могут дать буферы, собранные на дискретных элементах или на лампах. У последних паразитные емкости носят конструктивный характер, и они видимо не зависят от напряжений, что исключает входную «токовую» составляющую искажений.

Таким образом, выбор сопротивления потенциометра регулятора является компромиссным решением между уровнем шума при Кп = -1 и уровнем токовых искажений и будет, видимо, находится в диапазоне 10кОм – 50кОм.

Недостаток регулятора, вызванный частотной зависимостью величины максимального ослабления сигнала на высоких частотах можно в значительной мере уменьшить, включив на входе регулятора RC цепочку ограничивающие высокие частоты.

Литература, использовавшаяся во второй части:

Алексей Никитин.

Регуляторы громкости в Hi-Fi аппаратуре. Радиохобби, 2002, №2, с. 63 – 64.

Свинтенок В. А. <svaleks @ rambler . ru>

Часть III

____________________________________