Пути снижения искажений в регуля
  Назад     02.08.2015 22:29  
 

Пути снижения искажений в регуляторах уровня сигнала.

Предыдущая часть

Свинтенок В. А.

 

7.     Следующий возможный путь снижения искажений в пассивных регуляторах уровня сигнала – использование в нем буфера с «плавающим» напряжением питанием «ПлаНаП» ОУ.

Как видно из представленного ранее материала статьи практически во всех случаях «потенциал» линейности микросхем используемых в регуляторах уровня сигнала не достигается. Наиболее близко к нему подходят регуляторы, выполненные на основе лестничных аттенюаторов с ОУ в инвертирующем включении (Рис.16), регуляторы, использующие симметрирующие схемы, «L» - регуляторы на микросхемах с внешней коррекцией и с небольшими «входными» искажениями, в квазисимметричном включении (Рис.77). У каждого из этих способов есть свои преимущества и недостатки, но всем им присуще то или иное ухудшение отношение сигнал – шум.

Как было показано (в третьем пункте по снижению искажений) «входные» искажения во входных каскадах усилителей вызванные синфазным сигналом можно снизить, используя соответствующие схемные решения, позволяющие снизить влияние паразитных емкостей (например, смотри схему микросхемы LM318).

Распространяя некоторые из этих идей в целом на ОУ, можно придти к техническому решению, которое существенно изменят нелинейные свойства операционных усилителей. Используя их, как показал эксперимент, можно, не только приблизится, но и существенно превысить «потенциал» линейности «стандартного» включения большинства микросхем, сохраняя при этом уровень шума на уровне неинвертирующего включения.

 Как говорилось ранее в общем случае искажения, вызванные синфазным сигналом можно представить в виде двух составляющих: внутренней – «внутренняя асимметрия» и внешней, порождаемой входными синфазными токами. Составляющая искажений «внутренняя асимметрия» определяется «качеством» входного каскада микросхемы его симметрией, линейностью, схемным решением, технологией и прочее. Искажения, связанные с входными синфазными токами возникают вследствие «модуляции» паразитных параметров входного каскада синфазным напряжением и определяются внешними резисторами, подключаемыми к входам микросхемы. Снизить влияние этих составляющих искажений представляется возможным, если попытаться зафиксировать напряжение питания микросхемы относительно синфазного напряжения. Таким образом, суть этого технического решения заключена в отслеживании входным (синфазным) напряжением напряжения питания ОУ. В этом случае во внутренних каскадах микросхемы существенно изменяются «действующие» внутренние паразитные емкости и возможно ряд иных параметров, что приводит к существенному снижению их влияния как на искажения, определяемые как  «внутренняя асимметрия» так и что наиболее существенно на искажения связанные с входными синфазными токами.

 Хотя воздействие на нелинейные свойства разных типов ОУ при использовании этого метода управления напряжением питания микросхем и не одинаково,  однако, тем не менее, практически у всех ОУ наблюдается существенное снижение коэффициента гармоник и улучшения спектра искажений. Использование предлагаемого техническое решения в буферном каскаде пассивного регулятора уровня сигнала прекрасно «вписывается» в его структуру и позволяет существенно снизить коэффициент гармоник и улучшить «качество» спектра искажений регулятора. Безусловно, указанные характеристики достигаются и некоторыми ограничениями – частотными, скоростными и большей сложностью схемы.

Далее видимо рассмотрим три – четыре схемы с одинаковым количеством активных элементов, реализующие и охватывающие основные принципы построения возможных реализаций подобных технических решений. Рассмотрим первую из них.

Функциональная схема одного из возможного подобного технического решения управления питанием буферного каскада регулятора приведена на Рис.90.

Коротко о схеме. Микросхема DA1 испытуемый активный элемент (буфер) с единичным усилением. Коммутация резисторов R1 и R2 на входах ОУ позволяет использовать каскад во всех ранее приведенных режимах: в неинвертирующем, в асимметричном и симметричном включении входов микросхемы. Цепи питания микросхемы подключены к источникам питания Еп через источники тока ГТ и через соответствующие конденсаторы С1 и С2 – к выходу буфера DA2. Вход буфера DA2 через интегрирующую цепочку R3, С3 подключен к выходу испытуемого каскада. Предполагается симметрия схемы: токи источников тока ГТ, емкости конденсаторов С1, С2 и сопротивления резисторов Rп шунтирующие источники тока равны. Назначения остальных элементов тип и их значение будут пояснены в процессе описания работы схемы и в соответствующих экспериментах. Входное напряжение во всех ниже приведенных экспериментах подавалось непосредственно с выхода фильтра установки (Rвых около 600 – 700 ом).

А). Схема, использующая реактивную энергию конденсатора для модуляции синфазным сигналом напряжения питания микросхемы.


И так, в этой схеме входное напряжение, появляющееся на входе микросхемы DA1 равное в данном случае выходному (и синфазному) поступает на вход микросхемы DA2 и далее через конденсаторы С1 и С2 в цепи питания микросхемы DA1. Таким образом напряжение питания действующее на соответствующих выводах питания микросхемы DA1, при соответствующем выборе емкости конденсаторов С1 и С2, будет иметь как постоянную составляющую так и переменную, равную по амплитуде входному (синфазному) напряжению.

Параметры и свойства схемы начнем рассматривать с более или менее очевидных свойств, углубляясь далее в более тонкие ее свойства, и представим это в следующей последовательности. Вначале рассмотрим экспериментальное поведение схемы на ограниченном количестве и составе микросхем при следующих условиях:

  • входное напряжение 2 вольта (среднеквадратичное);

  • сопротивления «шунта» Rп в цепи питания микросхемы DA1 2кОм, 9кОм, 100кОм;

  • сопротивления на входах ОУ R1= R2 = 0 и R1 = 15кОм, R2 = 0 (несимметричный режим);

  • сопротивления нагрузки на выходе микросхемы DA1 2,5кОм;

  • напряжение питания DA2 +/- 18 вольт для ОУ AD811 и +/- 12 вольт для AD8397;

  • напряжение между ножками питания микросхемы DA1 27 вольт (+/-13,5в), Еп = +/-25 вольт;

  • емкость конденсаторов С1 = С2 = 47мкФ;

  • сопротивление резистора R4 = 1кОм для ОУ AD811 и 0 для AD8397.

  • значения элементов корректирующей цепочки R3 = 510Ом, С3 = 340пФ.

Затем, уточняя и варьируя рядом параметров схемы, меняя и некоторые режимы ее работы, расширим рамки экспериментов, коснемся тех или иных ее свойств и ограничений, которые трудно выявить из полученных данных первой серии экспериментов. И только затем рассмотрим характеристики и параметры полной группы микросхем, используемых в эксперименте.

Данные первой серии экспериментов приведены в Таблице 39.

Условия работы, режимы и номиналы элементов схемы приведены выше. Данные  в строке Кг1 в Таблице 39 соответствуют шунтирующему сопротивлению резисторов Rп в цепи питания микросхемы DA1 – 2кОм, в строке Кг2 – 9кОм, в строке Кг3 – 100кОм.

Поскольку в этом режиме буфера DA1 «входные» искажения вызванные сопротивлениями резисторов на входах микросхемы существенно ниже, эксперименты здесь и далее проводились при двух значениях сопротивлений резисторов 0 и 15кОм.

Рассмотрим данные приведенные в таблице и попытаемся выявить закономерности и особенности доступные для наблюдения в этой серии экспериментов.

- Коэффициент гармоник для большинства микросхем существенно ниже по сравнению со стандартным включением ОУ и это снижение зависит от типа микросхемы, лучшая микросхема LME49860, худшая – OP275. Существенно изменился и спектр гармоник: он содержит 1 – 2 гармоники (и при 15кОм на входе) кроме микросхемы OP275 – до 3 гармоник.

- Наблюдается зависимость Кг от сопротивления «шунта» Rп в цепи питания микросхемы.

- Коэффициент гармоник зависит от типа микросхемы буфера DA2.

- «Входные» искажения в этом включении микросхемы существенно ниже. Для лучших микросхем кратность изменения коэффициента гармоник при увеличении резистора на входе до 15кОм здесь около трех, для худшей микросхемы (LME49880) – около десяти.

Как видно из данных приведенных в Таблице 39 коэффициент гармоник у микросхем, включенных по схеме Рис.90, где то на порядок ниже при Rвх = 0 (за исключением ОУ OP275) и на несколько порядков ниже при Rвх = 15кОм по сравнению со «стандартным» включением цепей питания микросхем. Существенно улучшился и спектр искажений – регистрируются одна, две гармоники.

Такое поведение микросхем по отношению к искажениям и спектру гармоник вероятнее всего обусловлено следующими причинами:

- снижением «действующих» значений паразитных емкостей;

- возможным увеличением «эквивалентных» нагрузок внутренних каскадов у ряда микросхем;

- расширением полосы усиления, связанные с первыми двумя пунктами.

Специальных исследований связанных с этими «причинами» я не проводил. Однако обоснованность первого утверждения вытекает как из улучшения характера спектра искажений этой группы микросхем, так и, например, из анализа снижения Кг у микросхемы AD823 и NE5534.

Если рассмотреть коэффициент гармоник микросхемы AD823 в инвертирующем и неинвертирующем включении в «стандартном» режиме питания микросхемы (смотри Таблицу 31), то можно заметить большую разницу в Кг в инвертирующем и неинвертирующем включении (соответственно 0,000044% и 0,00033% для Uвх = 2в). Подобное явление наблюдается и у микросхемы NE5534, так что и здесь вероятнее всего это расхождение вызвано асимметрией внутреннего каскада из-за схемы включения корректирующей цепочки. Как видно из данных приведенных в Таблице 39 коэффициент гармоник у микросхемы AD823 в инвертирующем включении довольно небольшой, и, можно предположить, что включение питания микросхемы по схеме «ПлаНаП» устраняет или ослабляет действие схемы включения корректирующего конденсатора на симметрию соответствующих внутренних каскадов.

 Удобно показать это на микросхеме NE5534, поскольку у нее есть возможность изменить схему включения корректирующего конденсатора. Как показано в четвертом пункте снижения искажений для этой микросхемы при нестандартном включении корректирующего конденсатора соответствующей емкости (смотри Рис.58) Кг существенно снижается и достигает своего «теоретического» значения. Используя оба включения корректирующего конденсатора и включив питание микросхемы NE5534 по схеме «ПлаНаП» можно будет попытаться оценить влияние схемы включения на паразитные емкости микросхемы. С этой целью и был поведен эксперимент, результаты которого представлены в Таблицах 40, 41.

Эксперимент проведен при входном напряжении 1, 2 и 4 вольта, причем при входном напряжении 1 и 2 вольта при сопротивлениях на входе 0 и 15кОм. В качестве буферного каскада DA2 использовалась микросхема AD811, шунтирующие сопротивления в цепи питания микросхемы DA1 Rп = 9кОм. В Таблицах 40, 41 представлены и значения амплитуд спектров гармоник искажений.

Если сопоставить коэффициенты гармоник приведенных в Таблицах 40, 41 для стандартного и нестандартного включения корректирующей емкости можно заметить что значения их различаются совсем на небольшую величину. Это говорит о том, что абсолютные значения паразитных (действующих) емкостей существенно снизились и схема включения корректирующего конденсатора, весьма слабо влияет на коэффициент гармоник. Из данных таблиц хорошо видно так же что вплоть до четырех вольт в спектре искажений регистрируются только две гармоники.

Возвращаясь к данным эксперимента приведенных в Таблице 39 видно, что Кг зависит сопротивлений резисторов «шунта» Rп, типа микросхемы DA2 и ее линейности, наличия резисторов на входах микросхемы DA1 и Кг самой микросхемы. Кроме того при некоторых соотношениях параметров и режимов микросхем в схеме наблюдаются и взаимодействия этих и иных составляющих искажений. В той или иной степени на величину Кг оказывают параметры и режимы работы схемы, которые в данном эксперименте были неизменяемы: сопротивление нагрузки Rн DA1, напряжения источников питания, емкости конденсаторов, частотные и скоростные свойства микросхем. В связи с чем, на основе и анализе данных эксперимента приведенных в Таблице 39, предоставляется возможность выработать и задать направления, по которым следует строить последующие эксперименты, с целью расширения частотного диапазона и снижения искажений схемы путем оптимизации режимов и значений параметров соответствующих элементов схемы.

Частотные характеристики и ограничения.

Как видно из рассмотрения функциональной схемы приведенной на Рис.90 увеличение искажения каскада на микросхеме DA1 возможны как на низких, так и на высоких частотах. На низких частотах увеличение искажения каскада обусловлено наличием конденсаторов С1, С2, а на высоких частотах – преимущественно корректирующей цепочкой R3, С3. Рассмотрим эти ограничения раздельно для низких, а затем и для высоких частот.

Область низких частот

Из функциональной схемы приведенной на Рис.90 видно, что конденсаторы С1, С2 и шунтирующие резисторы Rп совместно с дифференциальными  сопротивлениями действующими со стороны  выводов питания микросхемы DA1 образуют дифференцирующие цепочки. В связи с чем, по мере снижения частоты амплитуда переменного напряжения на выводах питания микросхемы DA1 будет уменьшаться, изменятся и фазовые соотношения между этими составляющими напряжения питания и входным напряжением. Отклонение амплитуды и фазы переменного напряжения на выводах питания микросхемы DA1 от входного (синфазного) напряжения, приведет к увеличению  искажений – росту амплитуд гармоник, причем степень этого влияния различна как для амплитуды, так и для фазы этого отклонения.

Исходя из данных эксперимента приведенных в Таблице 39 видно, что коэффициент гармоник микросхемы DA1 зависит от сопротивления «шунта» Rп в цепи питания микросхемы и от типа микросхемы DA2. Коэффициент гармоник микросхемы DA1 так же зависит от сопротивления нагрузки микросхемы DA1 и типа самой микросхемы DA1. В связи с чем, рассмотрим все эти составляющие, формирующие реактивную и резистивную составляющую образующейся RС цепочки,  а так же составляющую, связанную с типом микросхемы DA2 раздельно и более подробно.

Рассмотрим далее резистивные составляющие RC цепочки Rп и Rн, оказывающие влияние на величину искажений микросхемы в области низких частот раздельно, варьируя одной из этих составляющих при постоянстве других.

Резистивная и реактивная составляющая низкочастотной RпС цепочки

В первой части серии экспериментов приведенных ниже выявим влияние  сопротивления шунтирующих резисторов Rп на искажения микросхемы DA1. Переменной в этой серии экспериментов будет сопротивление шунтирующих резисторов при постоянстве сопротивления нагрузки микросхемы DA1 (Rн = 2,5кОм) и с одним типом микросхемы  DA2 (AD811). Результаты этой серии экспериментов представлены в графическом виде на Рис.91, 92. Условия экспериментов те же. Зависимости Кг от Rп снимались при сопротивлениях на входе микросхемы R1 = R2 = 0, R1 = 15кОм и R2 = 0, маркеры на графиках соответствуют следующим значениям сопротивлений Rп: 0,3кОм, 0,5кОм, 2кОм, 4кОм, 9кОм, 100кОм

Как видно из кривых графиков Рис.91, 92, характер поведения соответствующих кривых графиков для всех микросхем довольно  похож друг на друга, за исключением микросхемы OP275. Из кривых графиков видно так же, что для всех микросхем этой группы наблюдается снижение Кг а затем его стабилизация, как при сопротивлении на входе микросхемы 0, так и 15кОм, и только для  микросхемы OP275 при сопротивлении на входе микросхемы 15кОм наблюдается небольшой рост, а затем стабилизация значения Кг. Точки стабилизации значения Кг для всех микросхем выше 2кОм – 4кОм. Еще одна особенность поведения кривых графиков это начальная зона кривых. В начальной зоне кривых графика значения коэффициентов гармоник близки по своему значению и слабо зависят как от сопротивления на входе микросхемы, так и от типа микросхемы.

На кривых графика Рис.92 наблюдаются и небольшие локальные минимумы, и небольшой рост Кг по мере увеличения сопротивления резисторов Rп. Такое поведение кривых в этих зонах вероятнее всего вызвано тем, что здесь имеет место взаимодействие различных составляющих искажений возникающих в микросхеме. Из графиков Рис.91, 92 видно, что начиная со значения сопротивления в цепи питания Rп = 4кОм для большинства микросхем следует зона стабилизации значения Кг. Поэтому в дальнейших экспериментах с некоторым «запасом», если это особо не оговаривается было выбрано сопротивление Rп = 9кОм.

Необходимость введения шунтирующего сопротивления Rп обусловлено следующими соображениями. Дело в том, что в области инфранизких частот микросхема со стороны выводов источников питания ведет себя как «усилитель» этих частот и в схеме наблюдается небольшая синфазная инфранизкочастотная флуктуация напряжения на выводах питания микросхемы относительно общего провода. В связи с чем, сопротивление резисторов Rп с этой точки зрения желательно выбирать минимально возможной величины. С этой же целью в схему введен стабилитрон VD1, снижающий «дифференциальную» составляющую этих шумов. Помимо указанных здесь функций через стабилитрон  VD1 отводится «избыток» тока генераторов тока и тем самым стабилизируется напряжение питания микросхемы. В качестве генераторов тока в этой схеме использовались обычные, выполненные на биполярных транзисторах, согласованные источники тока (17мА). Некоторая «болтанка» напряжения питания микросхемы относительно общего провода никак не отражается на выходном спектре напряжения микросхемы, так как с одной стороны амплитуда колебаний небольшая и весьма низкая, а с другой  - в этой области частот подавление пульсаций источников питания у микросхем довольно большие.

Рассмотрим здесь же результаты еще одного эксперимента, результаты которого так же в графическом виде представлены на Рис.93. Условия проведения эксперимента и здесь те же что и выше приведенные, а исследовалось здесь влияние сопротивлений шунтирующих резисторов Rп в цепи питания с одной микросхемой DA1 LME49860, но при двух значениях емкости конденсаторов С1 и С2. Сопротивления шунтирующих резисторов R
п микросхемы здесь варьировались в соответствии значений ряда: 2кОм, 4кОм, 9кОм, 100кОм


Кривые графика, приведенные на Рис.93 при емкости конденсаторов 47мкФ соответствуют по своему виду кривым, приведенным на Рис.91, а вот при емкости конденсаторов 1мкФ и с резистором на входе микросхемы отличие большое. Наибольшая информативность с точки зрения влияния емкости конденсаторов на искажения видна в плоской части кривых графика. Сопоставляя кривые графика для емкости конденсаторов 47мкФ и 1мкФ можно увидеть существенное возрастание искажений при наличии сопротивления на входе ОУ при уменьшении емкости конденсаторов. В связи с чем, требование на «синфазность» входного и переменной составляющей напряжения питания микросхемы при наличии сопротивления на входе ОУ существенно выше, а это в свою очередь ведет к соответствующему увеличению требования на величину емкости конденсатора.

Вид начального участка кривых графика «С=1мкФ Rвх=0» и «Rвх=15кОм» определяется вероятнее всего  взаимодействием различных составляющих искажений возникающих в микросхеме и наиболее сильно проявляющимся на верхнем графике. Это явление можно использовать с целью достижения минимальных искажений в схеме. Однако оно довольно индивидуально по отношению, как к типу микросхемы, так и к режиму ее работы.

Резистивная и реактивная составляющая низкочастотной RнС цепочки

Во второй части этой серии экспериментов рассмотрим влияние сопротивления нагрузки Rн на коэффициент гармоник микросхемы DA1. Результаты этого эксперимента в графическом виде представлены на Рис.94. В этом эксперименте в качестве микросхемы DA1 использовалась так же одна микросхема LME49860 при входном напряжении 2 вольта, сопротивления шунтирующих резисторов в цепях питания Rп = 9кОм. Остальные условия проведения эксперимента те же, а исследовалось здесь влияние сопротивления нагрузки микросхемы DA1 при двух значениях емкости конденсаторов С1 и С2. Сопротивление нагрузки микросхемы здесь варьировались и соответствуют следующему ряду значе

Рассмотрим кривые графика, приведенные на Рис.94. Из кривых графиков для емкости конденсаторов С1 и С2 равным 47мкФ видно что начиная где то с Rн = 2,5кОм начинается рост коэффициента гармоник по мере снижения сопротивления нагрузки. Однако этот рост естественен для данной микросхемы и вызван снижением сопротивления нагрузки. Крутизна же роста кривых при емкости конденсаторов 1мкФ, как видно из кривых графика приведенных на Рис.94 заметно выше, что говорит о наличии возрастающей разбалансировке соответствующих напряжений наблюдающихся в схеме. И здесь в области плоской части кривых графика, как и на кривых графика приведенных на Рис.93, видно существенное возрастание искажений при наличии сопротивления на входе ОУ при уменьшении емкости конденсаторов. Однако здесь это влияние менее значительно, чем наблюдалось в предыдущем случае. Можно обратить внимание и на последнюю точку кривых графика – коэффициент гармоник при Rн = 5кОм имеет практически одно значение при емкости конденсаторов 1мкФ и 47мкФ. Таким образом этим и предыдущим экспериментами мы вплотную приблизились к вопросу о выборе емкости конденсаторов С1 и С2.

О выборе емкостей конденсаторов С1 и С2

Емкость конденсаторов С1 и С2 может существенно повлиять на коэффициент гармоник микросхемы DA1 при широкополосных сигналах, поскольку могут измениться не только амплитудное соотношение между входным синфазным напряжением и переменной составляющей в цепях питания, но и их фазовые соотношения. Очевидно, что выбор величины емкости указанных конденсаторов должен определяться нижней частотой в спектре сигнала. В моих условиях экспериментально измерить коэффициент гармоник с необходимой точностью в нижней части звукового диапазона не представляется возможным, в связи с чем, ниже будет дана косвенная оценка этого влияния и рекомендации по выбору емкости этих конденсаторов.

С этой целью был проведен эксперимент, результаты которого приведены в графическом виде на Рис.95. Условия эксперимента были следующими: испытуемая микросхема (DA1) LME49860, входное напряжение 2 вольта, сопротивление нагрузки 2,5кОм, сопротивления в цепи питания 9кОм, буфер DA2 AD811. Емкости конденсаторов С1 и С2 варьировались и соответствуют ряду: 1мкФ, 3,3мкФ, 10мкФ, 47мкФ.

Из кривых графиков Рис.95 видно что существенный рост коэффициента гармоник при наличии резистора во входной цепи ОУ начинается с емкости конденсаторов С1 и С2 около 3,3мкФ. Если принять соответствующее увеличение коэффициента гармоник при емкости 1мкФ за допустимую норму, тогда на частоте например 20Гц при линейной экстраполяции емкости конденсаторов должны быть не менее С1 = С2 =  500мкФ. При более жестких требованиях на изменение коэффициента гармоник в области низких частот емкости конденсаторов необходимо еще более увеличить.

Увеличение значений емкостей конденсаторов С1 и С2 необходимо как это было показано в предыдущем эксперименте и при снижении сопротивления нагрузки Rн на выходе микросхемы DA1. В связи с чем емкость  конденсаторов С1 и С2 необходимо еще более увеличить (в несколько раз) по сравнению с рекомендуемым выше.

Область высоких частот

Помимо нелинейности самой микросхемы в области высоких частот в предлагаемой схеме на искажения микросхемы DA1 косвенно оказывает влияние и ее такой параметр как PSRR, характеризующий величину подавления пульсаций источников питания, нелинейность, скоростные характеристики и величина запаса устойчивости микросхемы DA2 при единичном усилении, частота среза интегрирующей цепочки R3C3. Как показал эксперимент, без интегрирующей цепочки R3C3 схема работает неустойчиво в связи с чем, для устранения этого явления частоту среза интегрирующей цепочки приходится выбирать в пределах 1мГц – 5мГц в зависимости от типа микросхем и «качества» переходных характеристик. В связи с довольно не высокой частотой  среза интегрирующей цепочки R3C3 предъявляемые требования к скоростным характеристикам микросхеме DA2 не очень высоки. С целью обеспечения устойчивой работы с любой здесь используемой микросхемой в предыдущих экспериментах частота среза интегрирующей цепочки R3C3 была выбрана с «запасом» - около 1мГц.

Далее попытаемся оценить влияние частоты среза интегрирующей цепочки на величину искажений микросхем в области высоких частот. Ранее было показано влияние RC цепочек на искажения микросхемы DA1 в области низких частот, причем говорилось, что степень этого влияния на искажения различна как для амплитудной, так и для фазовой составляющей рассогласования напряжений. В области высоких частот как показал эксперимент показать раздельное влияние величины рассогласования напряжений на искажение связанных с изменением их амплитуды и фазы несколько проще, к тому же можно одновременно оценить и влияние частоты среза R3C3 цепочки на линейность микросхемы DA1 в  этой области. Здесь также как и в области низких частот, оценка косвенная – изменяемый параметр частота среза RC цепочки. Однако в области высоких частот такая оценка менее корректная, так как в этой области частот по сравнению с низкими частотами параметры микросхемы подвержены довольно сильному изменению. Тем не менее, с определенными оговорками попытаемся это показать.

И так в первом эксперименте оценим влияние частоты среза RC цепочки на искажения микросхемы DA1 в области высоких частот. Эксперимент и здесь проведен с одной микросхемой LME49860 при сопротивлении на ее входе 0 и 15кОм, входное напряжение 4 вольта, тип микросхемы DA2 – AD811. Результаты эксперимента представлены в графическом виде на Рис.96. Маркеры на кривой графика соответствуют следующему ряду значений емкости конденсатора С3: 10000пФ, 3000пФ, 2200пФ, 820пФ, 400пФ, 68пФ.

Из кривых графика Рис.96 видно, что и в области высоких частот требование на «синфазность» входного напряжения и напряжения в цепях питания при наличии сопротивления на входе микросхемы так же более высокие. Видно также, что рост коэффициента гармоник начинается с частоты 380кГц (820пФ) и где то на частоте 100кГц (3000пФ) для кривой «Rвх=0» удваивается. Если принять удвоение Кг за норму то на 20кГц частота среза должна быть более 200кГц, что соответствует С3 = 1500пФ, при этом коэффициент гармоник с сопротивлением на входе 15кОм в 3 – 4 раза выше. Таким образом, при частоте среза корректирующей цепочки 1мГц – 5 мГц и полосе частот 20кГц остается «запас» 5 – 25 раз, который позволяет расширить  верхнюю частоту входного сигнала на этот же коэффициент. Это утверждение справедливо при сохранении значений характеристик микросхемы и в этом диапазоне частот (100кГц – 500кГц). Реально в этом диапазоне частот практически у всех микросхем резко возрастают «собственные» искажения, которые могут даже превысить «входные» искажения, в связи с чем, требование на «синфазность»  напряжений входного и в цепях питания здесь могут быть менее «жесткими». Учитывая это, а также возможное снижение амплитуды входного напряжения в этом диапазоне частот вполне реально вести обработку сигнала в этом диапазоне частот. При обработке сигналов «звукового» диапазона спектральная плотность гармоник в этом диапазоне частот (100кГц – 500кГц) ничтожна, и говорить о «входных» искажениях не приходится.

Прежде чем показать степень влияния на искажения рассогласования амплитуды и  фазы напряжений рассмотрим изменения амплитуды и фазы на выходе интегрирующей цепочки R3C3. С этой целью был проведен эксперимент при тех же значениях емкости конденсатора С3 (68пФ, 820пФ, 2200пФ, 10000пФ), результаты которого так же в графическом виде представлены на Рис.97.


Из кривых графика видно, что амплитуда напряжения на выходе RC цепочки изменяется незначительно, а вот фаза, начиная с емкости конденсатора 2200пФ – весьма существенно. Вид кривых графика Рис.97 позволяет выдвинуть предположение, что фаза может оказать весьма существенное влияние на разбалансировку сигналов и тем самым оказать более существенное влияние на Кг DA1. Кроме того сопоставляя данные для кривой «Rвх=0» графика Рис.96 и графика Рис.97 и принятие удвоение искажений за норму можно указать и на допустимый фазовый сдвиг связанный с разбалансировкой напряжений: он не должен превышать где то шести – семи градусов.

С целью количественной оценки предположения о преимущественном влиянии фазы на разбалансировку сигналов был проведен следующий эксперимент. При входном напряжении 3 вольта и емкости корректирующего конденсатора С3 = 68пф на выходе микросхемы DA1 (Rвх = 0) был измерен коэффициент гармоник Кг = 1,3*10-6. Далее был измерен коэффициент гармоник Кг = 3*10-6 при емкости конденсатора С3 = 2200пф и одновременно была измерена амплитуда напряжения на выходе RC цепочки. Затем при емкости корректирующего конденсатора С3 = 68пФ параллельно ему был подключен резистор, сопротивление (51кОм) которого подбиралось до значения, при котором достигалось то же ослабление сигнала на выходе RC цепочки, что и в предыдущем случае (при С3 = 2200пФ). В этом случае коэффициент гармоник составил Кг = 1,4*10-6. Из этого примера видно, что увеличение Кг при емкости конденсатора корректирующей цепочки  С3 = 2200пФ практически полностью определяется фазовым сдвигом сигнала.

Как показали предварительные эксперименты по виду переходной характеристики все рассматриваемые здесь микросхемы можно разбить на три группы. Переходная характеристика первой группы микросхем характеризуется небольшим колебательным процессом на фронтах импульсов: нарастающий выброс и небольшой противоположный выброс (в пределах разрешения на экране осциллографа). К этой группе микросхем можно отнести большую часть микросхем: все микросхемы серии LME, OPA627, 827, 1842, 2211, AD823, 8620, 8066, ADA4627. Ко второй группе микросхем можно отнести следующие микросхемы OP245, OPA2132, 2134, LT1468. Переходная характеристика этой группы микросхем характеризуется большим колебательным процессом. К третьей группе микросхем можно отнести микросхему NE5534, у которой специфичный, более низкочастотный выброс на переходной характеристике. Исходя из этого распределения микросхем, далее в экспериментах будут участвовать только по одной микросхеме из каждой перечисленной выше группы – LME49860, LT1468 и NE5534.

Были проведены и эксперименты по некоторой оптимизации корректирующей цепочки при использовании микросхемы AD811в качестве буферного каскада DA2. В результате этих экспериментов схема корректирующей цепочки несколько изменилась: в вертикальное плечо RC цепочки, состоящее из одного конденсатора С3, добавлен последовательно включенный дополнительный резистор сопротивлением 200Ом и уменьшено значение емкости конденсатора.

В последующих экспериментах использовались следующие приборы:

- генератор прямоугольных импульсов, крутизна фронта 50нс, частота следования импульсов около 10кГц, форма сигнала меандр, амплитуда выходного напряжения +/-2в или +/-4в, выходное сопротивление 50Ом;

- цифровой двухканальный осциллограф с полосой пропускания 100мГц, испытуемый сигнал подавался на один из входов осциллографа, с помощью щупа имеющий ослабление 1/10 (с целью снижения паразитной емкости кабеля Сщ = 15пф), второй канал осциллографа подключался непосредственно к выходу генератора импульсов.

Как показали последующие эксперименты, переходная характеристика довольно симметрична на фронт и спад импульсов для большинства микросхем в связи с чем, далее будут приведены переходные характеристики только на фронт импульсов.

И так на рисунках Рис.98 – Рис.101 представлены результаты первого эксперимента, причем на Рис.98, 99 приведены переходные характеристики характерные для микросхем первой группы (LME49860), а на Рис.100, 101 для микросхем второй и третьей групп (LT1468 и NE5534). Как видно из осциллограмм цена деления по вертикали два вольта на клетку, по горизонтали – 200нс на клетку. Емкость корректирующего конденсатора С3 во всех этих экспериментах, если не оговаривается особо 120пФ.

На верхней осциллограмме Рис.98 приведены две переходные характеристики микросхемы LME49860, одна из которых снята с выхода микросхемы DA1 в соответствии со схемой, приведенной на Рис.90 (кривая голубого цвета). Вторая кривая (кривая красного цвета) снята также с выхода микросхемы DA1, но с разорванной цепью отслеживания напряжений питания (неинвертирующий вход микросхемы DA2 соединен с общим проводом). Такое представление осциллограмм при их сопоставлении позволяет оценить влияние цепей отслеживания напряжений питания схемы, на переходные характеристики исследуемых микросхем.

Сопоставляя две верхние осциллограммы переходных характеристик, приведенные на Рис.98 можно отметить следующее: в схеме с «ПлаНаП» возрастает скорость реакции на фронт импульса, увеличивается как по амплитуде, так и по длительности выброс напряжения, с приблизительным сохранением общей длительности переходного процесса. На нижней осциллограмме можно заметить некоторую реакцию неинвертирующего входа микросхемы DA1 на вход схемы в момент переходного процесса.

На Рис.99 представлены осциллограммы переходного процесса в полном соответствии с Рис.98 за исключением того что к неинвертирующему входу микросхемы DA1 подключен резистор сопротивлением 1кОм. Как видно из этого эксперимента резистор на входе микросхемы DA1 увеличивает амплитуду и длительность выброса, «колебательность» и общую длительность переходного процесса.

На Рис.100 представлены осциллограммы переходного процесса микросхемы LT1468 в полном соответствии, с экспериментом приведенном на Рис.98 (цвет кривых противоположен). Как видно из этих осциллограмм здесь переходной процесс в режиме с «ПлаНаП» имеет большую колебательную составляющую и переходной процесс более длинный.

На Рис.101 представлена осциллограмма переходного процесса с микросхем NE5534 только в режиме с «ПлаНаП» и с корректирующей емкостью С3 = 340пФ.

Учитывая, что микросхема NE5534 имеет внешнюю цепь коррекции можно рассмотреть переходные характеристики в стандартном и нестандартном включении корректирующего конденсатора.

На Рис.102 приведена осциллограмма переходного процесса микросхемы NE5534 без корректирующей емкости, а на Рис.103 – в «нестандартном» включении. Как видно из осциллограмм в «нестандартном» включении корректирующей емкости переходная характеристика имеет большую амплитуду и длительность переходного процесса. В связи с чем, и как это указывалось в начале этой части статьи в режиме с «ПлаНаП» микросхему NE5534 лучше использовать без корректирующей емкости (в стандартном включении).

Оптимизация переходного процесса с помощью «входной» RC цепочки

Из осциллограмм Рис.99 видно, что включение резистора на входе микросхемы DA1 ухудшает качество переходного процесса на выходе микросхемы. И единственно, что видимо, может его «сгладить» (после оптимизации конденсатора корректирующей цепочки С3) ограничение спектра в области высоких частот входного сигнала. В дальнейших экспериментах и рассмотрим «качество» переходного процесса в зависимости от частоты среза ФНЧ (интегрирующая цепочка) на входе микросхемы DA1. Сопротивление резистора «входной» RC цепочки далее во всех экспериментах будет неизменным и равным 1кОм. Переменной будет величина емкости конденсатора фильтра в соответствии с рядом значений: 39пФ, 68пФ, 150пФ, 260пФ. Амплитуда входного напряжения здесь в последующих экспериментах повышена до +/-4в, с целью обеспечения более «жестких» условий проведения экспериментов. Емкость конденсатора корректирующей цепочки в этой серии экспериментов по умолчанию равна так же 120пФ. Остальные условия этой серии экспериментов те же что и в предыдущих экспериментах.

На Рис.104 – Рис.107 представлены осциллограммы переходных характеристик первой серии экспериментов с микросхемой DA1 LME49860.

Рассмотрим осциллограммы, характеризующие переходные процессы, возникающие на выходе DA1 при наличии RC цепочки на входе схемы. Как видно из осциллограммы, приведенной на Рис.104 конденсатор емкостью 39пФ оказывает слабое влияние на переходной процесс, выброс остается достаточно большим. С увеличением емкости конденсатора до 68пФ выброс существенно снижается, фронт переходного процесса практически полностью определяется реакцией схемы «ПлаНаП». Это значение  емкости конденсатора видимо и будет близким к оптимальному значению для этого типа микросхем.

Дальнейшее увеличение емкости конденсатора изменяет вид переходного процесса, выброс исчезает, а фронт становится двухкомпонентным, причем нижнюю часть фронта формирует схема «ПлаНаП» (до точки перехода), верхнюю – «входная» RC цепочка. Точка перехода хорошо наблюдается на осциллограмме Рис.106 и по мере увеличения емкости конденсатора «входной» RC цепочки эта точка перехода перемещается вниз. При емкости конденсатора С = 260пФ точка перехода находится в нижней части осциллограммы и практически эти два компонента переходного процесса сливаются в один, вид и длительность которого определяет «входная» RC цепочка. Точка перехода наблюдается и на осциллограмме Рис.105, это момент перехода фронта импульса в выброс.

Далее рассмотрим переходные процессы, возникающие в схеме с «ПлаНаП» характерные для второй группы микросхем на примере микросхемы LT1468. Осциллограммы переходных процессов для этой микросхемы представлены на Рис.108 – Рис.111. Все условия проведения экспериментов те же что и с микросхемой LME49860.

Как видно из осциллограммы, приведенной на Рис.108 конденсатор емкостью 39пФ оказывает слабое влияние на переходной процесс и здесь, а переходной процесс носит колебательный характер. С увеличением емкости конденсатора до 68пФ выброс снижается и исчезает его колебательный характер. Здесь оптимальная величина  емкости конденсатора для этого типа микросхем видимо должна быть большей, ближе к емкости 150пФ.

Дальнейшее поведение переходного процесса связанного с увеличением емкости конденсатора «входной» RC цепочки здесь аналогичны по своему характеру, что и в предыдущих экспериментах. Однако есть и отличия, здесь точки перехода носят более выраженный характер (видимо связанный с меньшим «запасом» устойчивости микросхемы LT1468) и расположены выше при тех же значениях емкости конденсатора по отношению к ранее приведенным экспериментам.

Для микросхемы NE5534 приведу только две осциллограммы для фронта и спада импульсов при емкости конденсатора «входной» RC цепочки 240пФ.

Точки перехода переходной характеристики для микросхемы NE5534 менее выражены, как и у микросхемы LME49860, но расположены выше как у микросхемы LT1468. Здесь для этого типа микросхемы оптимальная величина  емкости конденсатора находится так же в диапазоне емкости 100пФ – 150пФ, как и у микросхемы LT1468.

Продолжение

Свинтенок В. А. <svaleks @ rambler . ru>

__________________________________

 
  Сайт Мусатова Константина   Усилительные разработки  
  Рейтинг@Mail.ru